|
| |
|
Слаботочка Книги отрезком коаксиального кабеля с нижним выводом другого (противоположной полярности) и эта точка соединения служит выходом БС по ПЧ (коаксиальный разъем). Нижний вывод первого диода используется только для вывода постоянного тока /о, а верхний вывод второго специальным короткозамыкателем (рис. 2.10,в) соединяется с корпусом БС. В результате схема БС со-  Рис. 2.23. Балансный смеситель мм диапазона с однотактным выходом (рис. 2.19,6) иа коаксиальных диодах одинаковой полярности (рис. 2.3,6); / - щслсвоп МОСТ: 2 сдвоенные смесительные камеры (рис. 2.10,в): 3 - выход 114 (коаксиальный разъем). ответствует рис. 2.19,6. Заметим, что, если бы эти диоды имели бы неодинаковую, а противоположную полярность выводов, конструкция БС была бы полностью анаюгич-на конструкции рис. 2.20, т. е. была бы проще, компактнее и имела бы меньшую Свых из-за отсутствия кабеля, соединяющего оба диода по ПЧ, и исключения из цепи ПЧ емкости верхнего вывода одного из диодов, равной ~ 10 пф. 2.5. Особенности «узкополосных» смесителей В «узкополосном» смесителе импедансы СВЧ нагрузки диода на частотах fc и f неодинаковы (§ 2.1),причем и.мпеданс на частоте /.-, стараются сделать чисто реактивным, при котором на зажимах полупроводниковой структуры диода получается либо разомкнутая цепь--холостой ход (режим X. X.), либо короткозамкнутая (режим К. 3.). При этих условиях, как показано теоретически и экспериментально [2, 6, 10, 21, 31, 45, 46], потери преобразования диода Ln достигают наименьшей величины по сравнению с другими значениями импедансов на f. Это обусловлено тем. что колебания частоты /.„ генерируемые диодом в процессе преобразования сигнала (за 15-} счет части энергии последнего), полностью отражаются от цепи /з, возвращаются к диоду и преобразовываются в колебания ПЧ с такой фазой, что мощность результирующего выходного сигнала ПЧ увеличивается. Таким образом, в узкополосном» смесителе может быть достигнут в принципе наименьший из возможных коэффициент шума. Практически для создания реактивной нагрузки цепи fa «узкополосного» смесителя используют фильтр СВЧ того или иного типа (полосовой, режекторный, фильтры верхних или нижних частот), который устанавливают на входе «широкополосного» смесителя. Если для помехозащиты на входе смесителя установлен преселек-тор, то он может быть использован в качестве такого фильтра. Фильтр должен обеспечивать малые потери пропускания 1фп->-1 для принимаемого сигнала (fc) и большой коэффициент отражения Гф.з->-1 (большие потери запирания Lфз) на частоте fa- Таким образом «широкополосный» смеситель превращается в «узкополосный». Подбором расстояния (электрической длины) между входом смесителя и фильтром создают режимы X. X. или К. 3. В балансном смесителе для этого используют два фильтра во входных плечах моста, настроенных соответственно на частоты fc и fr [21, 44]. Теоретически для идеального диода без потерь {г=0) минимальные предельные значения 1д в «широкополосном» и «узкополосном» смесителях отличаются в два раза и в пределе имеют величину порядка 3 d6 и нескольких десятых децибела [8, 21, 46] без учета влияния суммарной (рис. 2.1) и высших комбинационных частот. Если учитывать влияние последних и, что особенно важно, наличие сопротивления потерь диода гфО, не позволяющего создать на частоте [а чисто реактивную нагрузку нелинейного сопротивления диода R, то разница в величине £д указанных вариантов смесителей становится существенно меньше 3 <3б и лежит в пределах от нескольких десятых до -1,5 дб [2, 10, 21, 45]. Следует также учитывать, что использование фильтра на входе узкополосного смесителя для создания режимов X. X. или К. 3. по частоте fa приводит к дополнительным потерям сигнала частоты fc ( - 0,5 дб на Я~3 см). Тем самым на величину этих потерь снижается эффект уменьшения L« при переходе от «широкополосного» к «узкополосному» смесителю. Кроме того, при таком переходе, как показывают результаты исследований [21, 45], в режиме X. X. наряду с уменьшением потерь L« (которое в этом режиме более значительно, чем при К. 3.) происходит некоторое увеличение шумового отношения диода. Перечисленными причинами и объясняется тот факт, что на см волнах при использовании ТКД, у которых величина г относительно велика и д>1, переход от «широкополосного» смесителя к «узкополосному» либо совсем не приводил к снижению коэффициента шума Fc у, либо это снижение было незначительным (несколько десятых дБ) (21, 45]. Эффект уменьшения величины Рс у становится более заметным в «узкополосном» смесителе на ДБШ, у которого д«1, а сопротивление гзна- чительно меньше, чем в ТКД. В частности, с микрополос-ковым «уэкополосным» БС 2>-см диапазона на ДБШ получен Fcy=-6,7 дб (при Рпч = 2,2 дб), что на - 1 (36 меньше, чем с «широкополосным» вариантом смесителя при прочих равных условиях [21]. Заметим, что, как следует из теоретических и некоторых экспериментальных исследований [6, 10, 21, 45, 46], наименьшие значения Lд и Fey получаются в узкополосном смесителе при разомкнутой цепи /з (в режиме К. 3. величина Lд па 0,5 дб выше). Эти результаты получены в предположении чисто синусоидальной формы напряжения гетеродина на нелинейном сопротивлении диода и других упрощающих предположениях. На коротких см волнах эти предположения не выполняются из-за влияния гармоник гетеродина, суммарной комбинационной частоты f=fc+fr и потерь в фильтре и в сопротивлении г. В результате оказывается, что в этих диапазонах волн наименьший коэффициент шума практически значительно легче достигается в рекиме К. 3., чем в режиме X. X. [21]. Одной из проблем создания «узкополосного» БС является разработка вышеупомянутых фильтров с малыми потерями Lфп<;0,3-0,5 дб и большим запиранием Lфз>13-15 дб. Интервал частот, на краях которого необходимо обеспечить эти значения Lфп и Lф 3, включает в себя склон амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра и, как легко показать, должен удовлетворять следующим соотношениям (соответственно для фильтров в сигнальном и гетеродинном плечах БС): А/скл = 2/пч- (Д/пвр макс -Ь А/пч) , (2.17) А/скл =/пч- (А/пер макс + А/пч/2) . (2.78) Создать фильтры, удовлетворяющие этим соотношениям на коротких см и мм волнах при работе с обычными /пч = 30-60 Мгц, практически очень трудно (особенно с учетом реальных условий работы фильтра в диапазоне температур окр=±60°С), даже если А/пермакс</пч, поскольку при этом крутизна склона АЧХ фильтра должна быть весьма высокой. Эта задача существенно упрощается, если использовать в приемнике двойное преобразование частоты, причем первую ПЧ необходимо выбрать достаточно большой /пч1 = 300-т-500 Мгц [I, 21, 44]. В этом случае, очевидно, несколько усложняется схема приемника. Следует также учитывать, что расстояние между каждым из фильтров и БС должно быть подобрано экспериментально по минимуму коэффициента шума Fey таким образом, чтобы при смене диодов это расстояние было близко к оптимальному [44]. Из рассмотренного видно, что «узкополосные» смесители сложнее «широкополосных» как по конструкции, так и по настройке, ограничивают диапазон перестройки частоты передатчика и дают достаточно заметный эффект снижения Fey только в случае применения высококачественных ДБШ и фильтров. Тем не менее в настоящее время в связи с развитием техники микрополосковых СВЧ схем, позволяющей реализовать сложные СВЧ устройства в виде миниатюрных конструкций, проводится ряд работ, направленных на создание малошумящих «узкополосных» смесителей см волн, конкурентоспособных по величине коэффициента шума с некоторыми типами МШУ [21, 31]. Поэтому «узкополосные» смесители на ДБШ следует рассматривать как одно из направлений разработки малошумящих входных устройств приемников. Помимо описанного, необходимо учитывать и другой способ создания малошумящего псевдоузкополосного смесителя, исследование которого проводилось в работах [54]. Такой смеситель, называемый смесителем с возвращением зеркальной частоты, в отличие от обычного «узкополосного», не требует использования СВЧ фильтров и поэтому свободен от связанных с ними ограничений. Схема смесителя с возвращением /з включает в себя наряду с другими элементами два одинаковых (обычно балансных) смесителя и по существу сводится к схеме фазового подавления fs, кратко рассмотренной в § 3.6. 2.6. Расчет параметров балансного смесителя Параметрами БС являются: потери преобразования Lg(,, шумовое отношение t, выходное сопротивление PgQ, коэффициент подавления шумов гетеродина общий коэффициент шума БС с УПЧ (су). рйзвязка разБс /сев входных плеч БС. Два последних параметра были рассмотрены в п.2.4.2,в и рассчитываются по формулам (2,13) - (2.16). Параметры L, и характеризуют БС как линейный шумящий четырехполюсник, имеют тот же смысл, что и соответствующие параметры диодов Ьд, /д, /?д (п. 2.2.3), и выражаются, как будет показано ниже, через последние. В схемах БС выходные сопротивления диодов/?д1,2 включены параллельно друг другу (рис. 2.19), поэтому БС-AiaJ (Д1 +!Д2)- (2.19) Из-за параллельного включения диодов по ПЧ передача сигнала (шума) от каждого из них в общую нагрузку Rm (вход УПЧ) *) зависит от величины Рд другого диода. По этой причине параметры Lgf,, /g, и Sm, определяющие величину коэффициента шума су, зависят не только от значений /-д1 2, /д1,2, но и от соотношения сопротивлений Рд1,2. Анализ этих зависимостей и соответствующие расчетные соотношения без учета неидеальности моста и возможного разбаланса фаз выходных сигналов диодов (из-за неидентичпости входных импедансов последних) даны в работе [47]. В расчетных формулах, которые будут приведены ниже, учтены также и только что названные источники разбаланса БС. Эти формулы применимы ко всем схемам БС с любым типом моста (включая БС с двухтактным выходом), поскольку все схемы БС сводятся к схеме с параллельно включенными сопротивлениями Rm, Рд2 и Run (за исключением случая использования эквивалента Г-моста во входной цепи УПЧ, предназначенной для работы с БС с двухтактным выходом, см. [3, стр. 293]). *> Предполагается, что входной импеданс УПЧ вместе с выходной емкостью БС настроены в резонанс, т. е. результирующая нагрузка БС по ПЧ чисто активна (/?пч). Вывод формул произведен на основе эквивалентных схем БС, приведенных в работе [47], описанным там способом. Предполагается, что на частотах fc и fr импедансы внешних по отношению к БС нагрузок его входных плеч согласованы. Обозначения номеров диодов и входных плеч БС соответствуют рис. 2.19,6. С учетом этих обозначений разбаланс амплитуд и фаз моста любого типа (в соответствии с определениями в § 5.1) для сигналов Рс и Рг равен: бс = Р1вых/Р2пых, Агрс= (tlBbix-гр2вых)-Чо, 6r = P2Bbix/PiBbix, Аг)г= (гр2вых-iliBbix)-гро, (2.20) где PiBbix, Ргвых - уровни мощности сигналов Рс, Рг в выходных плечах моста, гро - номинальный фазовый сдвиг колебаний в этих плечах, равный я/2 в мостах типа щелевого и я или О - в Г-мостах. Заметим также, что параметры диодов 1д1,2, /д1,2 и „1,2, входящие в приведенные ниже соотношения, строго говоря, не являются паспортными данными диодов (п. 2.2.3) и в общем случае не равны им, а соответствуют значениям этих параметров в конкретных условиях работы смесителя, т. е. с учетом выбранных схем БС к электрического пе:кима-диодов, члияния разбаланса амплитуд моста на частоте fr и неодинакового рассогласования диодов на этой же частоте и т. д. (см. п. 2.2.4). Однако для многих «широкополосных» смесителей; использующих камеры, близкие по электрическим параметрам к измерительны.м камерам, и электрический режим диодов, близкий к паспортному, перечисленные параметры диодов можно считать приблизительно равными соответствующим паспортным. Перейдем к рассмотрению соотношений для названных выше параметров БС. Эти параметры зависят от степени асимметрии элементов БС, т. е. от степени )азбаланса в нем амплитуд и фаз. Разбаланс амплитуд эС обусловлен тем, что в общем случае Ьф\, L = = L„i/L„21, Р = Рд1/Рд2 1. Подчеркнем, что потери преобразования диодов L,i,2 являются суммарными, т. е. включают в себя потери смесительных камер на отражение и поглощение, и определяются формулой /-д - /доотр/кам - /-докам/С ) = д„кам(1+Рд)74Рд, (2.21) 159  0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 [24] 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 |