Слаботочка Книги

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [27] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51

потерь преобразования последнего должно быть поряд-ка 40 дб.

С учетом изложенного и § В.4 можно сформулировать следующие требования к смесителю АПЧ:

а) Максимальное напряжение С/р выходного сигнала разностной частоты для устранения влияния всякого рода вредных наводок по трактам СВЧ и ПЧ. Получение большого сигнала Up позволяет также свести к минимуму (либо в некоторых случаях вообще исключить) обычно используемсе [50] предварительное усиление напря-жения Up до подачи его на дискриминатор АПЧ.

б) Максимальное отношение выходных напряжений полезного сигнала и его гармоник UplUzp, UpfUsp для исключения срабатывания АПЧ по гармоникам частоты /раз.

в)Минимальное изменение выходного напряжения Up при изменениях мощностей Яс и Рг для обеспечения стабильности характеристик системы АПЧ во всех условиях эксплуатации РЛС.

г) Максимальное ослабление сигнала, подводимого к смесителю со стороны гетеродинного входа, для устранения влияния .импульса острого пика, просачивающегося из смесителя сигнала.

2.8.2, Преимущества балансной схемы смесителя

Хотя от смесителя АПЧ не требуется, чтобы он был малошумящим, тем не менее БС АПЧ обладает важными преимуществами по сравнению с небалансной схемой:

1. Выходная мощность Рр в схеме БС в 2 раза больше, чем в НБС, при условии подведения к каждому диоду БС таких же мощностей Ро и Рг., что и к диоду НБС. Увеличение Ррмякс схемой БС повышает помехоустойчивость системы АПЧ ко всякого рода наводкам.

2. В схеме БС происходит подавление четных гармоник /раз (см. п. 2.4.2,6), в том числе и выходных видеоимпульсов, обусловленных детектированием в смесителе как импульсного сигнала Рс, так и просачивающейся из смесителя сигнала мощности пика. Это свойство БС АПЧ уменьшает уровень наиболее опасной второй гармоники /граз (увеличивает отношение Up/U2p), а также уменьшает видеоимпульсы тока, протекающие через нагрузку 172

смесителя, что повышает надежность работы АПЧ и уменьшает ее ошибку, связанную с искажением частотной] характеристики дискриминатора АПЧ видеоимпульсам) сигнала Рс.

3, Использование БС АПЧ увеличивает эффективное ослабление просачивающейся из смесителя сигнала мощности пика на величину коэффициента подавления 5шапч, т. к. этот ник поступает в гетеродинное плечо БС и при преобразовании в разностную частоту он будет подавляться так же, как шумы гетеродина.

По этим причинам в современных РЛС применяют в основном только балансные смесители АПЧ. которые имеют такие же схемы и конструкции, что и БС сигнала (п. 2.4.2).

2.8.3. Амлитудные характеристики смесителя

Амплитудные характеристики смесителя [/р(Рс, Рг), выражающие зависимость выходного напряжения разностной частоты от подводимых мощностей Рс, Рг, с учетом ана. логичных зависимостей напряжения гармоник этой частоты, например U2p(Pc, Рг), позволяют выбрать для конкретных условий проектируемой РЛС оптимальный рабочий режим смесителя АПЧ, т. е. оптимальные значения Рс, Рг, при которых в наибольшей степени удовлетворя-

0,Z5 0,2 0,15 0,1

0,05 -15

10 15 10

О 5 /О PcdffM

Рис. 2.27. Амплитудная характеристика Up(Pc) и зависимость отношения t/p/f/2p от мощности сигнала Рс, измеренные в небалаисном смесителе 3-см диапазона на диоде Д405 при Рг=1 мвт [51].

ются требования, перечисленные в п. 2.8.1. Примеры Амплитудных характеристик, измеренных с точечно-контАкт-НЫ.М1И диодами в небаланспом н балансном смесителях на см и мм волнах соответственно, приведены на рис. 2.27, 2.28 (t/p -действующее значеиие напряжения). Как видно нз приведенных характеристик, с увеличением мощности Рс (при Pr=const), начиная с некоторой ее вели-

0,1

0,5 1,0 t,5 2fi г,5/о,т. S)

Рис. 2.28. Амплитудные характеристики БС 8-жж диапаюна (рис. 2.19,0, 2.1il,e; У?о=100 ож, мощности Рс, Рг «а входах БС, причем Рс - импульсный сигнал): а) PIJ мет (/„=1 ма), 8 пар диодов; б) Р=8 мет, 5 пар диодов; 0--усредненная характеристика, заштрихована область разброса характеристик при смене пар диодов;----расчетная характеристика при

i„„=8,25 дб. i?p=250 ом.

чины Рс нас, происходит насыщение смесителя, характеризуемое незначительным ростом t/p при значительном увеличении Рс, причем величина Рс„ас возрастает с ростом Рг [53]. Такой характер зависимости Ор(Р,.) обусловлен тем, что выходной сигнал смесителя всегда опреде-174

>
0 Ч 8 12 а,мвт а)

В отличие от

О -8

Ляется мощностью более слабого из двух подводймыХ к Нему колебаний (Рс, Рг). Поэтому при Рс<Рг увеличе-ние\Рс вызывает соответствующее возрастание Lp, а при РсРг увеличение Рс незначительно влияет на напряжение Шр, которое в этом случае определяется почти всецело мощностью Рг. Следбвательно, в рассматриваемом последнем случае бо1ьшого сигнала Рс потери преобразования диода (или балансного смесителя) Lqc больше их величины Lmc при малом сигнале (Рс<Рг) н увеличиваются по мере роста Рс. Здесь под 1бс и Lmc понимаются потери преобразования диода или БС прн большом и малом сигналах и при произвольном сопротивлении нагрузки

-if о PclPr,

Рис. 2.29. Теоретическая зависимость увеличения потерь преобразования диода при большо.м сиг-пале от отношения Рс/Рг (сплошная кривая, [И]) и результат ее кспериментальной проверки в БС (пунктир, 153]).

ранее использованных обозначений 1.д, -бс ответствующих номинальным потерям преобразования при малом сигнале. Еслп же прп этом начать увеличивать более слабый

сигнал (Рг), то потери 1бс будут уменьшаться и прн Рг->-Рс величина /.бс будет приближаться к L„c (рис. 2.28,6).

В. В. Лившицем показано [11], что «для диодов с линейно-ломаной вольтамперной характеристикой отношение L = LqcILmc не зависит от конкретных параметров диода, а определяется только отношением Рс/Рт. Экспериментальные исследования, проведенные с кремниевыми ТКД на см [11] и мм [53] волнах, подтвердили справедливость линейно-ломаной аппроксимации вольтамперной характеристики реальных диодов и теоретической зависимости L(Pc/Pr) (рис. 2.29). Напомним, что здесь, в отличие от номинальных, потери преобразования определяются в виде

jf-MC = Рс мс • Rplиp\c,

(241)

Где Рс - «оминальная мощность сигнала, Рр - активное сопротивление нагрузки смесителя на частоте /раз. Рред-полагается, что выходная емкость смесителя и реактивная проводимость его нагрузки на /раз компен<;ируют друг друга. Легко показать, что эти потери при любом сигнале связаны с соответствующими номи«альн1?1ми потерями преобразования соотношением

бС. МО ,

1 +

(2.42)

где Ром - выходное сопротивление смесителя. Из

(2.42) получаем, что Lec, мс -бс, мс(ном)<0,5 дб при 0,5< <СРр/Рсм<2.

Пользуясь теоретической зависимостью L(Pc/Pr) (рис. 2.29), можно весьма просто рассчитать амплитудные характеристики омеонтеля вплоть до весьма больших уровней Рс с помощью очевидного соотношения [53]

Up/PcRplLLuc. (2.43)

Для этого достаточно знать сопротивление нагрузки смесителя Рр и потери L„c (для БС и НБС) при выбранной мощности Рг. Задаваясь далее различными соотношениями Рс/Рг и определяя по рис. 2.29 соответствующую им величину рассчитываем для них по формуле

(2.43) напряжения Up и строим характеристику Up(Pc) при Pr=const. Аналогичным образом можно рассчитать и построить характеристику t/pfPr) при Pc=const. Если требуется возможно более точный расчет, необходимо знать величину Lmc для используемого диода (или диодов в случае БС) индивидуально. В большинстве же практических случаев проектирования систем АПЧ достаточно ограничиваться приближенным расчетом, для которого в качестве величины Lmc можно принять среднее для данного типа диодов значение L« (или Lg,,

с учетом поправки «а рассогласованне сопротивлений по формуле (2.42). В последней величину Рем можно тоже принять равной среднему значению Рд или R При таких приближенных расчетах для их упрощения можно также пренебречь зависимостями Ья(Рг) и Рл(Рг), т. к. при Рг>0,7-;-1 мвт (/„0,8 ма) эти зави-176

симости незначительны (рис. 2.7) и их влияние на Up мало (не более 10%). На рис. 2.28 (пунктир) приведены результаты описанного приближенного расчета амплитудных характеристик БС с учетом средних для использованного типа диодов значений Z-д и R соответствующих Рг=1 мвт. Как видно из рисунка, результаты расчета достаточно хорошо совпадают с усредненными экспериментальными характеристиками.

Наглядное представление о величинах выходного напряжения смесителя Up при различных уровнях Ре и Рг дают обобщенные амплитудные характеристики рис. 2.30, рассчитанные описанным методом на основе формулы (2.43) и рис. 2.29. При пользовании ими следует помнить, что величина Lmc, строго говоря, меняется с изменением Рг прямо и косвенно (косвенно-изменение Lmc в соответствии с формулой (2.42) из-за изменения Rcm). и кроме того, имеет некоторый разброс от образца к образцу в пределах одного и того же типа диодов. Однако при приближенных расчетах, как уже отмечалось, можно пользоваться усредненной величиной Lite И Пренебречь ее зависимостью от Рг. Тогда ординаты кривых рис. 2.30, пропорциональные выходному напряжению, при всех использованных там значениях Рг имеют один и тот же коэффициент пропорциональности, и, следовательно, эти семейства характеристик, наглядно представляя картину в целом, позволяют без промежуточных расчетов и экспериментальных исследований выбрать наиболее подходящий рабочий режим смесителя АПЧ для различных конкретных условий его работы в РЛС.

При выборе рабочих значений Ре и Рг необходимо обязательно учитывать также зависимость относительного уровня 2-й и 3-й гармоник разностной частоты от этих мощностей (рис. 2.27, 2.31). На рис. 2.31 представлены результаты экспериментального исследования зависимости относительного уровня этих гармоник (в виде отношений Up/U2p, UplUsp) от соотношения Рс/Рг при различных мощностях гетеродина Рг, подводимых к каждому диоду*. Исследование проведено в 8-мм диапазоне волн с таким же БС и такими же кремниевыми ТКД, с которыми получены амплитудные характеристики

*) Сравнительное исследование уровнягармоник выходного сигнала смесителя АПЧ в балаиснон и небалансной схемах выполнено А. Л. Николаевым совместно с автором в 1970-1971 г.

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [27] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51