|
| |
|
Слаботочка Книги (рцс.-2.11, й). Вторая функция соответствует АЧХ синхронного интегратора (рис. 2.11, б). Каждое звено линии задержки имеет АЧХ в виде одиночного, импульса; АЧХ синхронного интегратора Kzif) получается в виде, последовательности этих импульсов с периодом следования, равным задержке Тс одного звена линии. За счет второй функции результирующая АЧХ (рис. 2.11, в) приобретает грёбенчстую форму. Зубцы повторяются с частотой следования импульсов -Fc = l/Tc. Поэтому число зубцов, приходящихся на оптимальную полосу пропускания 1/ти всего фильтра, равно скважности импульсов (1/т;и):(1/7с)== = Тс/ха = Яп- Полоса призрачности, охватываемая каждым из зубцов АЧХ, есть величина, обратная времени облучения цели пачкой импульсов, т. е. равна /Тобл = 1/ с- 10.5. Гребенчатый фильтр. Это второй вариант оптимального фильтра пачки когерентных импульсов. Схема его составляется иэ Тс/ха (ПО числу зубцов В АЧХ) узкополосных фильтров с полосой прозрачности каждого \INjTc и общей полосой пропускания X X {УМ{Тс) = 1/тиЛг. Его: АЧХ должна быть такой же, как в первом варианте, и выигрыш от когерентного интегрирования тоже одинаковый - в N{ раз. Этот результат можно объяснить гребенчатой структурой АЧХ: между зубцами спектра шумы полностью подавляются (/С (/) = 01, а в пределах каждого зубца фильтр изменяет соотношение между сигналом и шумом в пользу сигнала. Ориентировочно подавление шумов интегрированием оценивается как отношение интервала частот 1/ти к полосе прозрачности зубцов 1/тиЛг, приходящихся на этот интервал: (1/ти) : {MxaNi) = Nt. Таким образом, подтверждается, что чем больше импульсов в пачке, тем больше возрастает отношение сигнал/шум от интегрирования этой пачки. npHMejv 2.1. Определить число узкополосных фильтров, составляющих гребенчатый фильтр, и их полосу прозрачности при Ти = - 1 мкс; Fc = 500 Гц; Nt = 20. 4>ильтр, оптимальный для одиночного импульса Линия задержки ч Ч VV цепочки Линейный, сумматор К пороговой охемв Рис. 2.10. Функциональная схема оптамальяой обработки пачки когерентных интешоатора (а); временные Число узкополосных фильтров Тр/ти = 1/Тис = 10V500 = 2000. Полоса прозрачности каждого узкополосного фильтра \INiTo - = FJNi = 500/20 = 25 Гц. Общая полоса прозрачности гребенчатого фильтра 1/т Л/г== 10 /20 = 50 кГц. Как видно из этого примера, реализовать гребенчатый фильтр трудно - для этого требуется множество элементарных фильтров  радиоимпульсов, состоящая из оптимального фильтра для одиночного импульса и диаграммы к с?еме (б\. у
 Рис. 2.11. АЧХ фильтра, оптимального для пачки когерентных прямоугольных радиоимпульсов с равными амплитудами, С весьма узкой полосой прозрачности каждого. На практике первый вариант применяется чаще, так как оптимальный фильтр для одиночного импульса, предшествующий интегратору, имеет более приемлемую полосу пропускания (в нашем примере 1/ти == 1/10~* = 10* Гц = = 1 МГц). § 11. Видеодетектор при когерентном приеме сигналов 11.1. Особенности амплитудного и фазового детекторов. Амплитудный детектор, называемый иначе детектором огибающей (рис. 2.12, а), состоит из нелинейного выпрямительного элемента Д и фильтра нижних частот RC. Ток, вызываемый импульсным напряжением Ывх промежуточной частоты, пульсирующий. Фильтр RC извлекает из этого тока постоянную и низкочастотную составляющие (видеоимпульсы) и подавляет составляющие более высоких частот. Если входной сигнал слабый, то детектирование квадратичное, т. е. выходное напряжение детектора u- пропорционально квадрату амплитуды i/вхт входного напряжения. При сильном сигнале 42 (fBxm> fBxra) детектирование линейное, т. е. между вых и U втт соблюдается прямая пропорциональность (рис. 2.12, б). Это важно с точки зрения взаимодействия сигнала с шумом: в линейном детекторе они независимы и поэтому отношение сигнал/шум не изменяется детектором, а в квадратичном их взаимодействие приводит к частичному преобразованию энергии сигнала в дополнительные шумы и, как следствие, к уменьшению и без того низкого отноше-  Опорный гетеродин   Рис. 2.12. Принципиальные схемы амплитудного (а) и синхронного фазового (в) детекторов и их детекторные характеристики {б, г). ния сигнал/шум. Таким образом, линейный детектор не изменяет коэффициента различимости /Пр, тогда как потери в квадратичном детекторе (соответствующие заштрихованной области на детекторной характеристике) вызывают увеличение т. Синхронный фазовый детектор, называемый также когерентным детектором (рис. 2.12, е), содержит балансный смеситель (трансформаторы Тр1, Тр2, нелинейные элементы Д1, Д2), опорный гетеродин и фильтры нижних частот R1 С1; R2 С2. Кроме колебаний промежуточной частоты, искаженных шумами, к балансному смесителю подводится от гетеродина опорное напряжение оп. которое должно совпадать по частоте и фазе с полезным сигналом и иметь значительно большую амплитуду. С помощью трансформатора Тр1 входное напряжение вх расщепляется на два численно равных и противофазных .напряжения вх, вх, в связи с чем на одно плечо смесителя поступает сумма входного и опорного сигналов ы/, а на другое - их разность /;. Диоды и фильтры выполняют функции амплитудных детекторов напряжений щ и иц. Выпрямленные токи, пропорциональные амплитудам Uijn, Uiim этих напряжений, проходят через резисторы R1, R2 встречно (см. стрелки). Следовательно, выходное напряжение Ывых равно разности напряжений, снимаемых с фильтров R1 С1; R2 С2. Когда сдвиг по фазе ф между входным и опорным сигналами действительно равен нулю (рис. 2.13, а), напряжения плеч = = ихт + Иопт, Uiim = -Unxm + Uопт- Тогдв выходиое Напряжение детектора где /Сд - коэффициент передачи детектора. Если угол ф = л/2, то согласно векторной диаграмме рис. 2.13, б амплитуды напряжений Uim, m численно равны и выходное напря- ->-  Рис. 2,13. Векторные диаграммы напряжений в синхронном фазовом детекторе. жение Ывых = О- При произвольном фазовом сдвиге ф зависимость менаду напряжением Ывых и углом ф косинусоидальная (рис. 2.12, г): (2.26) Эта формула выведена с учетом того, что опорное напряжение, подводимое от гетеродина, по амплитуде значительно больше, чем напряжение сигнала (Uonm > tBxm)- Подстановка в (2.26) углов ф = О и ф = я/2 подтверждает правильность ранее полученных результатов: Ывых = 2/Сд[;вхт И Ывых = 0. Прямая пропорциональность между выходным напряжением и амплитудой входного напряжения означает, что фазовый детектор при t/вхт С опт можвт бышь использован для детектирования амплитудно-модулированных колебаний, причем если фазовый детектор к тому же синхронный (ф < 10°), то он является линейным не только для сильных, но и для слабых сигналов. Здесь нет подавления слабого сигнала сильной помехой, как в детекторе огибающей. Это достигается за счет большого по амплитуде опорного напряжения. Шум, прошедший узкополосный фильтр УПЧ, становится, как известно, почти гармоническим колебанием, которое можно представить вектором напряжения со случайными относительно вектора сигнала амплитудой и фазой. Раскладываем вектор шума на две взаимно перпендикулярные составляющие, из которых одна синфазна с сигналом, а другая внефазная. Так Как обе составляющиеслучайные равно- 44 вероятные величины, то они имеют равную дисперсию о, т. е. одинаковую мощность. . Синхронный фазовый детектор включается после оптимального фильтра когерентных импульсов (рис. 2.14, а),-причем по отношению к опорному сигналу синфазная составляющая шума оказывается в фазе, а внефазная составляющая - сдвинутой на угол ф = я/2. В таких условиях детектор реагирует только на сигнал и синфазную составляющую шума. Благодаря этому полученное в оптимальном фильтре максимально возможное отношение сигнал/шум Qq - 2Эх/Мо сохраняется. Но это справедливо лишь тогда, когда начальная фаза первого импульса, а следовательно, и остальных импульсов пачки вполне определенная и синфазность опорного и полезных сигналов обеспечивается. Фильтр, чимаяьнь: ля mvKu Uffnt !bCOS &!я пачки ГЛ фазовый. Фазовь/Ц Фильтр, тч/tu импульсов Дете/<тор КпорШР Рис. 2.14. Варианты включения детектора при оптимальной фильтрации пачки ко- герёитных импульсов. 11.2. Когерентный прием сигналов с неизвестной начальной фазой. В реальных условиях начальная фаза первого импульса случайная и с равной вероятностью принимает значения от О до 2я. Поскольку пачка Импульсов когерентная, всякие изменения начальной фазы первого импульса вызывают равные изменения фаз всех импульсов пачки. Тогда угол ф между опорным и полезным сигналами произвольно меняется и может, в частности, стать равным 90°. При ф = 90° фазовый детектор не чувствителен к сигналу н реагирует только на внефазную составляющую шума. В создавшемся положении приводится вместо синхронного фазового детектора применить детектор огибающей (рис. 2.14, б), но это влечет за собой двукратное (на ЗдБ) уменьшение отношения сигнал/шум, поскольку на амплитудный детектор действуют в равной мере и синфазная и внефазная составляющие шума. Трудности осуществления додетекторного интегрирования ограничивают применение и этой схемы. Последетекторное интегрирование когерентных сигналов осуществляется согласно функциональной схеме, показанной на рис. 2.15. К двум фазовым детекторам подводится высокочастотный сигнал t/вхт cos Ы от фильтра, оптимального для одиночного импульса. К этим же детекторам поступает от гетеродина опорное напряжение, причем к одному непосредственно, а к другому - через фазовращатель, изменяющий фазу сигнала на я/2, т. е. напряжения tonm cos ©оп и f/onm COS (©оц - я/2). Согласно формуле (2.26) на выходе первого детектора образуется напряжение /Сд{/вхт COS (СОоп- (о) t, В НЗ ВЫХОДС ВТОроГО - KrUX X COS 1((йоп- ©) t- я/2]. Полученные напряжения видеоимпульсов . 1 2 3 4 5 [6] 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||