|
| |
|
Слаботочка Книги ЗВ i-0 в, град  Р(е,е, ,Лсо).дЕ . Рис. 4.7 20 22 26 28 30 32 Л Jg 38 iff и2в.граЗ 2N=Wff Л = 1   Рис. 4.8 J.0 -  Рис. 4.9 пример, уровень второго левого лепестка равен -31 дБ, а второго правого равен -26 дБ. Нарушается закон регулярного спадания уровня лепестков отклоненной ДН по мере возрастания их номера при изменении теку-ш,его угла 6 относительно направления фазирования вгл. На рис. 4.8 показана зависимость ДН широкополосной ФАР, снятых на вlIxoдe оптимального фильтра в момент Дт=0, от параметра е (фазовращатели со сбросом фазы). Увеличение этого параметра, соответствующее расширению полосы сигнала, приводит к значительному отклонению формы ДН от диаграммы направленности при монохроматическом возбуждении ФАР. В качестве примера на рис. 4.9 приведена зависимость относительного расширения луча от параметра е. ДН, представленные на рис. 4.7 и 4.8, являются одномерными сечениями корреляционной функции (4.4). С помощью указанного выше принципа ПЧЭ можно также получить диаграмму направленности ФАР при ее возбуждении многочастотным сигналом с дискретным спектром. В этом случае эквивалентная ФАР (см. рис. 4.5) состоит не из линейных непрерывных антенн, а из подрешеток дискретных элементов. При равномерной расстановке частот в спектре сигнала подрешетка оказывается эквидистантной. В случае неравномерного спектра эта подрешетка становится неэквидистантной, а при отсутствии в спектре некоторых частот - разреженной. Рассмотренный в данном параграфе подход к определению диаграммы направленности ФАР, возбуждаемой Широкополосным сигналом, позволяет оценить как пеленгационные свойства такой ФАР, влияющие на точность измерения угловых координат целей, так и уровни сигналов, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности. 4.5. ВЛИЯНИЕ ФАР, ВОЗБУЖДАЕМОЙ ШИРОКОПОЛОСНЫМ СИГНАЛОМ, НА ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ-ШУМ НА ВЫХОДЕ ОПТИМАЛЬНОГО ФИЛЬТРА При прохождении через ФАР широкополосного сигнала меняется не только диаграмма направленности ФАР, но и частотно-временная структура сигнала, приходящего на вход оптимального фильтра. В результате нарушается согласование характеристик сигнала и фильтра, что приводит к дополнительным потерям энергии и ухудшает одну из основных характеристик РЛС или системы связи - отношение сигнал-шум на выходе согласованного приемника. Рассмотрим ухудшение отношения сигнал-шум в широкополосной ФАР со сбросом фазы, сравнив КНД в направлении фазирования для этой системы с КНД широкополосной ФАР с линиями задержки [9]. Напомним (см. рис. 4.6), что парциальные диаграммы антенн-излучателей эквивалентной решетки для ФАР с фазовращателями со сбросом фазы всегда ориентированы по нормали к антенне, а для ФАР с линиями задержки -в направлении фазирования 9гл. Следовательно, в первом случае сигналы приходящие с направления, отличного от нормали, ослаблены различными уровнями парциальных диаграмм направленности линейных излучателей эквивалентной ФАР, а во втором этого ослабления нет. Тогда задача определения потерь отношения сигнал-шум в зависимости от 9 сведется к задаче о снижении КНД эквивалентной ФАР со сбросом фазы при сканировании. Для проведения расчетов в матричной форме представим линейные антенны-излучатели этой эквивалентной ФАР в виде подрешеток излучателей, имеющих q={2Q+\) элементов, расположенных в пределах линейного излучателя с шагом dn = лl2Qxn = >ioXn. Диаграмма такой подрешетки-излучателя <рп(0, бгл, Ат) из выражения (4.8) будет равна ф (в, вгл. Дт) = 2 Sqexp(it)j( * ?), (4.16> где Bq - закон амплитудного распределения по раскрыву линейного излучателя - подрешетки, аналогичный Вп{у) из выражения (4.8а). В общем виде КНД эквивалентной ФАР представляется в виде отношения двух квадратичных форм: в Фгл) = А [F1 А* А [R] А* где А - матрица-столбец не зависящего от частоты амплитудно-фазового распределение возбуждающих токов по раскрыву всей ФАР, А*=(А), где Т - знак транспонирования. Элементы матрицы [F] определяются соотношением <Р(г ; = фй (бгл) -ф; (бгл) (для ФАР с ли!1иямн задержки ф 1,(=.1 прн любых индексах k, I). Элементы матрицы [R] можно интерпретировать как взаимные сопротивления линейных излучателей эквивалентной ФАР. Они могут быть определены из соотношения +я/2 Ш = j <Ph (бгл) (бгл) ехр -л/2 i (Xft - xi) (sin е - sin вгл) coserfG. Полагая, что для большинства практических случаев х<0,05, а изотропные излучатели исходной ФАР ортогональны на частоте шо, примем rhl = hi = С учетом сделанных замечаний и соотношения (4.16) можно определить ухудшение отношения сигнал-шум AL следующим образом: AL = А [F] А А[Е] А* где [Е] - единичная матрица, а А [В [til В*1 А* А [В[Е]В*] А* (4.17) 1Р9 = ехр i-(Хп р - ХтЯ) sin бгл Для эквидистантной ФАР (л; = п(/) с симметричным (относительно центра решетки) амплитудным распределением и симметричным (относительно соо) спектром сигнала выражение (4.17) имеет вид Q г л 2 2 А Bq COS i -- ndq sin 9гл n-0 4=0 N Q S AnBq 1=0 8=0 (4.18) Ha рис. 4.10 сплошными линиями показано ухудшение отношения сигнал-шум при увеличении угла фазового сканирования 9гл и ширины полосы сигнала Дсо для линейной 100-элементной решетки с равномерным амплитудным распределением, возбуждаемой широкополосным ЛЧМ сигналом с равномерным спектром. При использовании решетки и на передачу и на прием, т. е. при двукратном прохождении сигнала через антенну, в тракт сигнала необходимо ввести еще один искажающий фильтр с частотной характеристикой передающей решетки. В общем случае передающая ФАР может иметь отличное от приемной решетки число элементов - 2М с координатами Хт и возбуждающими токами Dm. В режиме передача - прием результирующие парциальные ДН линейных излучателей эквивалентной ФАР Фпт (9. 9гл. Дт) = ---Ц--- X 2Q Хо {Хп + Хт) Q . X 2 BgBXplivXoiXn+xJq]. Q=-Q Из-за увеличения размеров линейных излучателей эквивалентной ФАР ухудшение отношения сигнал-шум в этом случае более существенно и может быть определено из выражения AL = N М Q S 2 2 An Dm Bq ехр n=-N т--М q-Q {Хп + Хт) > о 1 sin Or л N М Q S 2 И AnDmBq n=-Nт=-МQ=-Q На рис. 4.10 штриховыми линиями показано изменение AL для 100-элементной приемопередающей ФАР, когда N=M, а Хп=Хт- Изменяется отношение сигнал-шум и при введении неравномерности в амплитудное распределение по раскрыву ФАР или в
1 Z J 4 5 6 Ли>,А Рис. 4.10  Рис. 4.11 амплитудный спектр сигнала. Так, для неравномерности этих параметров, задаваемой в виде (4.15), где А означает не только амплитуду поля на краю апертуры, но и амплитуду крайней составляющей спектра, потери отношения сигнал-шум в приемопередающей ФАР для двух углов отклонения луча 30 и 60° приведены на рис. 4.11. Как видно из графиков, наличие спадающих амплитудных распределений в решетке и весового взвешивания в спектре сигнала является энергетически более выгодным по сравнению с равномерным распределением. Это объясняется, в частности, тем, что доля энергии, приходящаяся на крайние элементы эквивалентной ФАР, имеющие наиболее узкие парциальные ДН, при спадающем амплитудном распределении будет меньше, чем при равномерном. Факторы, влияющие на величину AL, могут быть выражены через обобщенный параметр е, введенный в (4.14). Если коэффициенты Bq представить рядом Фурье- 9 = 23 ехр где S - наивысший номер гармоники, необходимый для описания спектра сигнала, то ф (9) можно представить в виде разложения по ортогональным ДН: фп(0)= 2 isSp-y- xsin6-biny (4.19} где Spл:=8{пл:/л:. Подставляя (4.19) в (4.18), с учетом значения е из (4.14) получаем In =0 -S V 4 2 - 1 2N - 1 N S 2 2 \s An =0 - S (4.20) I -А Рис. 4.12 Для спектра прямоугольной фор- f-t мы и равномерного амплитудного распределения (4.20) становится * инвариантным к отдельным па- s раметрам решетки и сигнала. Зависимость AL от le для этого слу- * чая представлена на рис. 4.12. j При использовании весовой обработки в антенне и фильтре сжатия в зависимость, представ- j ленную на рис. 4.12, необходимо внести поправки, значение кото- д рых для весовых функций вида (4.15) не превышает 10%. Малое значение поправок объясняется тем, что при фиксированном параметре е спад амплитудного распределения и весовое взвешивание спектра практически полностью компенсируются увеличением апертуры и ширины полосы используемого сигнала, необходимым для сохранения ширины луча и эффективной ширины спектра на выходе фильтра сжатия. Таким образом, зависимость, представленная на рис. 4.12, позволяет, задаваясь допустимым ухудшением отношения сигнал-шум, выбрать любой из трех параметров, входящих в величину е. В частности, если задать ширину луча и сектор сканирования, то можно определить максимально допустимую ширину полосы сигнала. Так, в РЛС с решеткой, имеющей одноградусный луч и сектор сканирования ±30°, при допустимых потерях отношения сигнал-шум 2 дБ максимальная полоса сигнала не должна превышать 5%. При этом произойдет расширение главного лепестка сжатого импульса примерно на 20% и на 30% расширится главный максимум ДН в момент времени Ат=0, т. е. ухудшится разрешение РЛС как по дальности, так и по угловым координатам. Таким образом, график рис. 4.12 позволяет выбрать критерий ши-рокополосности для конкретной РЛС с ФАР. 4.6. ДАЛЬНЕЙШИЕ ПУТИ РАЗВИТИЯ ТЕОРИИ И ПРАКТИКИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ФАР Повышение требований к средствам радиолокации, радионавигации и связи вызывает все большую необходимость в применении широкополосных сигналов в системах с электрическим сканированием луча антенны. Поэтому рассматриваемая в настоящей главе проблема нуждается в дальнейшем теоретическом и техническом развитии. В первую очередь здесь необходимо преодоление определенного психологического барьера. Переход к сигналам, у которых отношение полосы рабочих частот к средней (несущей) частоте становится достаточно большой величиной, пренебречь которой уже не удается, требует и нового подхода к решению задачи. По- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 [14] 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |