|
| |
|
Слаботочка Книги промоделирован на универсальной ЭВМ. Для уменьшения объема расчетов в процессоре СФДН целесообразно не округлять результаты операций, а усекать: сдвигать полученные числа вправо, отбрасывая младшие разряды. При моделировании на универсальной ЭВМ усечение может имитироваться взятием целой части чисел, нормированных по максимуму к числу, определяемому разрядной сеткой. На рис. 5.8-5.10 приведены ДН, сформированные цифровым методом для случая линейной антенны. На рис. 5.8 амплитудное распределение равномерное. На рис. 5.9 и 5.10 амплитудное распределение принято спадающим по закону а , = ехр [ - X (т + 1/2)V(M - 1/2)], - М<т<М-1. Уровень амплитуды на краю антенны на рис. 5.9 равен 0,18 от максимума, на рис. 5.10-0,01 от максимума. При расчете все коэффициенты и числа представлялись восемью разрядами, включая знак. Произведение фазовых множителей на амплитудные также усекалось до восьми разрядов с учетом знака. При малом уровне амплитуды на краю антенны распределение недостаточно точно воспроизводится семью двоичными разрядами. В связи с этим излучатели линейной решетки разбивались на группы с амплитудными распределениями, лежащими в пределах 1 = 2 *; 2~ = 2~*; 2~ = 2г и т. д. При таком подходе более эффективно используется выбранная разрядная сетка. Диаграмма направленности формируется сначала по группам, а затем результаты, полученные в группах, складываются после приведения чисел к одной разрядной сетке. В каждой группе сигналы от модулей складываются попарно по схеме типа елочка ; если число слагаемых нечетное, то добавляется 0. Результат каждого сложения усекается на один разряд, т. е. весь результат смещается вправо относительно разрядной сетки. При моделировании это достигается делением результата сложения на 2 и взятием целой части полученного числа. Допущенное при моделировании ограничение разрядности приводит лишь к искажению формы боковых лепестков без увеличения их максимального уровня. 5.5. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ И ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ ЦАР Для экспериментальной проверки алгоритмов формирования адаптации и коррекции ДН, а также для отработки схемотехнических решений по построению аналого-цифровых модулей разработан и испытан ряд макетов ЦАР. В одной из первых публи-капий [22] описана решетка, в которой 768 излучателей разделены на 48 подрешеток по 16 излучателей в каждой. Сигнал оцифровывается на выходе каждой подрешетки с частотой 2 МГц. На выходе решетки формируется шесть независимо управляемых лучей. В [23, 24] исследована ЦАР из 20 элементов с АЦМ в каждом канале с частотой выборки 10 МГц. В качестве СФДН использована настольная ЭВМ. На макете проверены алгоритмы адаптации ДН с чебышевским распределением, обеспечивающие различные уровни бокового излучения, а также алгоритм коррекции ДН. Наиболее полное исследование ЦАР проведено на специально разработанном стенде [7, 25], представляющем собой решетку из 32 излучателей. Модуль, установленный в каждом канале, преобразует принятые сигналы в две квадратуры с частотой 300 Гц. Процессор формирования ДН построен по последовательно-параллельной схеме: каждые восемь каналов обслуживаются отдельным процессором с ЗУ весовых коэффициентов, а выходные сигналы этих процессоров складываются в общем сумматоре. Подробно рассмотрены методы настройки АЦМ и ЦАР в целом, описаны алгоритмы коррекции ДН. На стенде получены диаграммы с требуемым уровнем боковых лепестков и провалами в заданном направлении. Цифровые методы формирования ДН разработаны около 20 лет назад. Однако создание образцов РЛС с ЦАР до настоящего времени сдерживается сложностью и большим объемом аппаратуры, который необходим для реализации полноразмерных антенн. Поэтому дальнейшее развитие техники решеток с цифровой обработкой зависит в первую очередь от прогресса технологии в трех областях: интегральных схем СВЧ диапазона, АЦП, вычислительных средств с высоким быстродействием. В первой области наибольших достижений следует ожидать в создании монолитных арсенид-галлиевых ИС, включающих малошумящие усилители, смесители н другие элементы, выполненные на полевых транзисторах [26-28]. Такие ИС позволят на порядок сократить размеры приборов по сравнению с кремниевой технологией, повысить быстродействие, надежность, стойкость к внешним розленствиям. В настоящее время на основе арсенид-галлиевых ИС ведется создание приемных модулей, по своему составу близких к АЦМ. В области создания АЦП в последние годы ведется активный поиск новых схемных решений, позволяющих повысить быстродействие преобразователей и точность кодирования. Созданы образцы АЦП на 8-10 разрядов в виде монолитных ИС, идущих на замену АЦП, выполненных по гибридной технологии. Для повышения быстродействия АЦП используются приборы с зарядовой связью (ПЗС). По этой технологии созданы АЦП на 10-12 разрядов. С другой стороны, переход к оцифровке сигнала на промежуточной частоте позволяет упростить АЦМ. Квадратурные составляющие сигнала в этом случае формируются с помощью преобразования Гильберта. Делаются попытки осуществить квантование сигнала и непосредственно на несущей частого. Реализа-(1ИЯ этого метола приведет к существенному упрощению приемных людулей. Повышение быстродействия вычислительных средств, входящих в состав СФДН, достигается за счет разработки и применения сверхскоростных интегральных схем, а также использования методов конвейерной обработки данных, при использовании которых процессор получает возможность выполнения нескольких операций одновременно [28]. Успешное выполнение работ в каждой из указанных выше областей позволит приступить к внедрению ЦАР в РЛС следующего поколения. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ к ГЛ. 5 1. Воскресенский Д. И., Максимов В. М. Развитие антенных систем (06-зор) Изв. вузов СССР. Сер. Радиоэлектроника. ~ 1987. № 2. - С. 4-15. 2. Даджон Д. Э. Основы цифровой обработки сигналов в решетках ТИИЭР.- 1977. -Т. 65, № 6. -С. 99-106. 3. Ruvin А. е., Weinberg L. Digital multiple beamforming techniques for radar: EASCON78 Record. IEEE Electronics and Aerospace Systems Convention.- Arlington, Sept. 25-27, 1978.- P. 152-163. (Сокращенный перевод: Цифровые методы формирования многолучевой диаграммы направленности для радиолокатора: Экспресс-информация. Радиотехника СВЧ/ВИНИТИ. - 1979.- № 34). 4. Barton Р. Digital beamforming for radar IEE Proc. - 1980. - Vol. 127, Pt F, N 4. - P. 266-277. 5. Wardrop B. Digital beamforming in radar systems - a review Military Microwaves Conf. Proc, MM84. -London.- 1984.- P. 319-323. 6. Valentino P. Digital beamforming: new technology for tomorrows radars De-tense Electronics.- 1984. -X, N 10. -P. 102-107. (Сокращенный перевод: Цифровое формирование лучей ДН в перспективных РЛС: Экспресс-инфор-мация Радиоэлектроиика за рубежом/НИИЭИР. г- 1985. - Вып. 13. - С. 7-10). 7 Wardrop В. The role of digital processing in radar beamforming The GEC J. of Research. -1985.-Vol. 3, N 1.-P. 34-45. 8 Steyskal H. Digital beamforming antennas Microwave J. - 1987. - Vol. 30, N 1. -P. 107-124. 9 Schoenenberger J. G., Forrest J. R., Pell G. Active array receiver studies for bistatic/Multistatic Radar IEE and IEEE International Conf. Radar-82.- London. - 1982. - P. 174-178. 10. Бахтнаров Г. Д., Тнщенко Л. Ю. Реализация устройств цифровой обработки иа основе алгоритма БПФ (Обзор) Зарубежиая радиоэлектроника. - 1975. - № 9. - С. 71-98. 11. Swartzlander е. Signal processor Design for digital beam/forming,/EAS-CON80 Record. IEEE Electronics and Aerospace Systems Convention, Arlington, Oct. 29-30, 1980. -P. 234-238. 12. Журавлев A. K., Лукошкин A. П., Поддубный С. С. Обработка сигиалов в адаптивных антенных решетках. - Л.: Изд. ЛГУ, 1983. - 23G с. 13. Монзинго Р. А., Миллер Т. У. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию. - М.: Радио и связь, 1986. - 446 с. 14. Царьков М. И. Многоканальные раднолокацноиные измерители. - М.: Сов. радио, 1980.- 185 с. 15 Gabriel W. F. Spectral analysis and adaptive array Superresolution tcchniqu-es Proceedings of IEEE. - 1980. - Vol. 68, N 6.-P. 654-666. 16. Джонсон Д. X. Применение методов спектрального оценивания к задачам определения угловых координат источников излучення ТИИЭР. - 1982.- Т. 70, № 9. - С. 126-139. 17. Колюскин В. А. Анализ диаграммы направленности фазированной антенной решетки, сформированной цифровым методом; Сб науч. трудов по проблемам микроэлектроники Московский институт электронной техники.- 1976. - Вып. 25. - С. 144-149. 18. Данилевский Л. Н., Доманов Ю. А., Зеленко В. Н.. Изох В. В., Коробке О. В. Оптимизация антенных решеток с аналого-цифровым преобразованием входных сигналов Вестник Белорусского гос. ун.-та. - 1980 - № 2. -С. 19-22. 19. Зиновьев А. Л., Филиппов Л. И. Методы аналитического выражения радиосигналов. - М.: Высшая школа, 1966. - 281 с. 20. Придэм Р. Г., Муччи Р. А. Цифровой интерполяционный метод формирования луча для низкочастотных и полосовых фильтров/ДИИЭР - 1979 - Т. 67, № 6. - С. 29-47. 21. Антенны и устройства СВЧ (проектирование фазированных антенных реше-ток)/Под ред. Д. И. Воскресенского: - М.: Радио и связь, 1981. - 430 с. 22. Sander W. Experimental phased-array radar ELRA: antenna system IEE Proceedings. - 1980. - Vo . 127, Pt. F, N 4. - P. 285-289. 23. Petri P. Results from an experimental receiving array antenna with digital beamforming IEE and IEEE International Conf. Radar-82. - London, 1982.- P. 399-402. 24. Old J. C, Day D. J., Harvey G. N. GASP -The GEC arraysignal - processing Test Bed The Record of the IEEE International Radar Conf. - Arlington, 1985. -P. 220-225. 25. Borgmann D. An experimental array - antenna with digital beamforming for advanced radar applications. IEEE International Symposium Digest Antennas and Propagation. - Albuque, New Mexico, May 24-28, 1982.- VoL 2.-P. 431-434. 26. Южаков В. В. Перспективы применения СВЧ полевых транзисторов в фазированных антенных решетках 3арубежиая радиоэлектроника. - 1983.- №2.-С. 45-62. 27. А 30 GHz Monolithic Single-Balanced Muxer with Integrated Dipole Receiving Element/Nightingale S. J., Upton M. A. G., Mitchell B. K. etc. Micro-wave J. - 1985. -Vo. 28, N 8. - P. 103-116. 28. Bursky D. Digital-signal - processing chips move of the designers with list and into everyday use Electronic Design. - 1984. -Vol. 32, N 10.- P. 100-122. ГЛАВА 6. СКАНИРУЮЩИЕ МНОГОЧАСТОТНЫЕ СОВМЕЩЕННЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ Л. и. ПОНОМАРЕВ 6.1. ПОСТАНОВКА ПРОБЛЕМЫ Повышение эффективности работы все большего числа бортовых и наземных радиокомплексов вынуждает переходить к использованию электрически сканирующих антенн и, в частности, фазированных антенных решеток (ФАР). Обладая значительными преимуществами перед другими антеннами по скорости управления лучом и многофункциональности работы, электрически сканирующие антенные решетки (АР) г. то же время существенно проигрывают в стоимости и в рабочей полосе частот. Последнее обстоятельство ограничивает использование сканирующих АР в радиокомплексах многоцелевого назначения или приводит к необходимости применения в многочастотных системах нескольких сканирующих антенн, каждая из которых работает в своем узком поддиапазоне частот, что экономически пе оправдано. Кроме того, размещение нескольких антенн во многих случаях, особенно в бортовых радиосистемах, наталкивается на серьезные трудности, связанные с ограниченностью имеющегося объема. Как отмечалось в [1], число радноснстем, использующих антенны, з частности ФАР на борту современного самолета, возросло до такой степени, что пх размещение становится затруднительным, а рост числа радиосистем продолжается дальше. Решение отмеченной проблемы следует искать в рамках pa.i-работки многофункциональных антенн, представляющих многоканальные сканирующие антенны, размещенные в одном раскрыве и способные одновременно выполнять несколько функций в каждом канале. Различные каналы могут быть образованы как временным разделением работы антенны, так и при одновременной работе за счет использования различных частот и поляризации. Наибольшей функциональной гибкостью обладают многочастотные электрически сканирующие АР. При этом временное и поляризационное разделение может быть дополнительно осуществлено в каждом частотном канале. По данным работ [1, 11, 14] два или три достаточно широкополосных многофункциональных раскрыва смогут выполнять все функции, требуемые от бортовых радиосистем современного самолета. Требования, предъявляемые к такому раскрыву, можно выяснить на примере бортовой ФАР, устанавливаемой в носовой части самолета и выполняющей функции, связанные с работой радиосистем в передней полусфере относительно направления полета [1]. Указанная бортовая ФАР должна обеспечивать работу носового радиолокатора, управление полетом на малой высоте, обнаружение свой - чужой , создание мощных прицельных помех, радиопротиводействие. Кроме того, в раскрыве этой ФАР должны находиться некогерентная реЪетка для создания заградительных и полосных помех, переотражающая решетка для определения траекторных ошибок и многоэлементный интерферометр для пассивной пеленгации. Полный частотный диапазон, в пределах которого должна осуществляться работа носового раскрыва, лежит в интервале 0,8... 18 ГГц. Во многих спутниковых радиолокационных системах и системах радиопротиводействия с ограниченными габаритами возникает аналогичная проблема одновременного создания с помощью одного раскрыва нескольких независимо сканирующих ДН в различных частотных поддиапазонах. Освоение новых частотных диапазонов в радиорелейных линиях связи (7, 8, II, 14, 20, 30 ГГц) помимо широко используемых диапазонов 4 и 6 ГГц [2, 5], также требует разработки высокоэффективных многочастоткых раскрывов. Таким образом, анал;13 опубликованных в зарубежной печати данных показывает актуальность проблемы разработки широкополосных и гиoгoчacтoтныx сканирующих антенн, работающих в диапазоне частот с многократным перекрытием до четырех октав и более. 108 Широкополосные и многочастотные ФАР существенно различаются по своим частотным свойствам. Широкополосные ФАР должны обеспечивать сохранение своих характеристик в достаточно широкой непрерывной полосе частот, в то время как многочастотные ФАР должны работать в нескольких ограниченных частотных диапазонах, средние частоты которых, как правило, значительно различаются. Разработка широкополосных ФАР связана с целым комплексом задач по созданию широкополосных излучателей, фазовращателей, схемы питания, геометрии решетки и т. д. Наиболее оптимистичные результаты, достигнутые в области широкополосных ФАР, говорят о серьезных трудностях в расширении полосы остронаправленных ФАР сантиметрового диапазона волн сверх октавы [3, 4, 15]. Многочастотные ФАР позволяют преодолеть этот барьер и расширить интервал крайних рабочих частот до нескольких октав. Однако при этом перекрытие по диапазону не является непрерывным. Проблема разработки многочастотпых сканирующих ФАР включает множество задач, связанных как с выяснением общих принципов построения таких антенн, включая систему питания и сканирования лучом на каждой частоте, так и с разработкой методов их расчета и соответствующей элементной базы. Чрезвычайно важным является также решение задачи электромагнитной совместимости многочастотных антенн. Ниже обсуждаются возможности построения в одном раскрыве многочастотных сканирующих антенн и методы их расчета, а также приводятся характеристики конкретных типов двухчастот-ных сканирующих АР. 6.2. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ MHO ГО ЧАСТОТНЫХ СКАНИРУЮЩИХ АНТЕНН Многообразие предложенных схе.м построения многочастотных сканирующих антенн [2, 5] в той или иной степени связано с совмещением разночастотных антенн в одном излучающем раскрыве и в соответствии с общими признаками можно разделить на следующие группы многочастотных раскрывов. 1. Двухчастотные совмещенные АР (ДСАР), расположенные одна над другой на некотором расстоянии друг от друга. Причем верхняя решетка является вибраторной (рис. 6.1) или щелевой, а излучатели нижней решетки могут быть в достаточной степени произвольными, открытые концы волноводов, щели, вибраторы и т. д.). Буквами /i, /2 на рис. 6.1 (и на всех последующих) помечены соответствующие частоты, на которых работают излучатели совмещаемых АР. В данной схеме число вибраторных решеток, расположенных друг над другом, может быть более одной, что позволяет увеличить число рабочих диапазонов. 2. Многочастотные совмещенные АР (МСАР), образующиеся вкладыванием одной решетки в другую таким образом, что все 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 [18] 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |