Слаботочка Книги

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [27] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62

{у О 2с J

					/ /

0,в-

5 <(9 50 60 we, град

вентилей между излучателями и АГ. Эта мера практически устраняет затягивание лучей к нормали и существенно улучшает совпадение экспериментальных и расчетных ДН.

7.4. ПЕРЕИЗЛУЧАЮЩИЕ MAP

Переизлучающие антенны представляют собой устройства, излучающие принятые электромагнитные волны в каком-либо направлении, например в направлении их источника [1]. Такие антенны одновременно являются приемными и передающими. В зависимости от назначения переизлучающих антенн они могут быть пассивными или активными элементами радиосистем. В активных переизлучающих антеннах может происходить усиление принятых электромагнитных колебаний, изменение частоты излучаемых волн по сравнению с принимаемыми, модуляция колебаний для передачи информации в требуемом направлении. Все эти функции могут осуществляться и одновременно. Поэтому одной из важных задач, возникающих при построении активных переизлучаю-158

щих антенн, является увеличение отношения мощности сигнала к мощности шума на входах усилительных элементов. Это отношение при работе антенны на прием

Рс 5пад f2 (е , ф ) - Г) ,

fni Б

где Рс, Рт - мощность полезного сигнала и полная мощность шумов на входе усилительного элемента; 5пад - величина вектора Пойнтинга падающей на антенну волны; /(9о, фо) - значение нормированной ДН в направлении прихода волны; \\Y - поляризационный коэффициент передачи по мощности; Г - коэффициент отражения от усилительного элемента; - постоянная Больцмана; А/ - полоса частот, в которой определяется мощность шумов; - чувствительность приемной антенны, которая определяется соотношением

Л эф -I эффективная поверхность переизлучающей антенны при работе на прием; ц - КПД приемной антенны; Га и Ту - шумовые температуры антенны и усилительного элемента соответственно.

Отсюда следует, что увеличение отношения оишал-шум возможно, в частности, за счет увеличения чувствительности антенны, которая в значительной степени зависит от ее эффективной поверхности:

Лзф = ?.1)/(4я),

где D - максимальный коэффициент направленного действия переизлучающей антенны при работе на прием.

Таким образом возникает задача построения активных переизлучающих антенн, у которых КНД при приеме максимален, что обеспечивает при прочих равных условиях максимальное отношение сигнал-шум на входах усилительных элементов антенны.

В наиболее распространенных активных переизлучающих АР типа Ван-Атта [1] на входы усилительных элементов поступают колебания от одиночных излучателей. Поэтому чувствительность таких антенн низкая, так как она определяется КНД излучателя решетки. Однако известно [7], что MAP с закороченными входами переизлучает принятые электромагнитные волны в направлении их прихода. Амплитуды колебаний в излучателях MAP, возбуждаемые волной, падающей из направления максимума одной из ее парциальных ДН, складываются синфазно на соответствующем входе ДОС. Очевидно, что при подключении к входам ДОС MAP усилительных элементов получающаяся при этом переизлучающая антенна будет обладать максимальной чувствительностью, так как мощность полезного сигнала на входе усилительного элемента в этом случае пропорциональна КНД всей решетки излучателей. Переизлучающие антенны, построенные на

	/ \	/ ... N
Od -							----

АнтаЗмь.й многополснь:й

Д0С1

	/ \
	----

А ктивный мюгополюсиый

Рис. 7.19

основе ДОС MAP, могут быть названы переизлучающими MAP (ПМАР), так как функциональное назначение ДОС в MAP и в переизлучающих АР с максимальной чувствительностью является одинаковым.

На рис. 7.19,а, б представлены обобщенные схемы ПМАР. Решетка излучателей / (рис. 7.19,а), принимает и излучает электромагнитные волны. Она нагружена на ДОС 2. Входы ДОС соединены с активным многополкюником 5. В состав этого многополюсника могут входить различные элементы, осуществляющие усиление, перенос частоты, модуляцию принятых колебаний и т. п. В схеме рис. 7.19,6 решетка излучателей / осуществляет только прием колебаний, которые, пройдя ДОС 2, активный многополюсник 5 и ДОС 4, излучаются решеткой излучателей 5 в требуемом направлении.

Принципы работы переизлучающих антенн обоих типов во многом схожи, поэтому дальнейшие рассуждения относятся к а.чтен-не, обобщенная схема которой представлена на рис. 7.19,а. При этом будем считать, что излучатели решетки согласованы и развязаны, а матрица рассеяния активного многополюсника единичная. Это соответствует отражению волн от такого многополюсника без искажений с единичным коэффициентом усиления.

Известно [1], что решетка излучателей, произвольно расположенных в пространстве, переизлучает падающую волну в направлении ее прихода, если много пол кюни-к, объединяющий эти излучатели, осуществляет комплексное сопряжение падающего на него вектора а, определяющего АФР поля по решетке при работе на прием и соответствующего рассматриваемой падающей плоской волне. Обозначим матрицу рассеяния многополюсника, объединяющего излучатели, через А. Тогда условие переизлучения примет вид

Аа = а.

Установим общие свойства матрицы А. Для этого, положив матрицу А симметрической, представим ее в виде

где и - действительная, однозначно определяемая ортогональная матрица; Аа - диагональная матрица собственных чисел матрицы А.

Тогда условие переизлучения можно представить в виде

АлЬ = Ь,

где b = Ua.

Элементы вектора а представляют амплитуды распространяю-щи-хся к многополюснику волн по линиям передачи, соединяющим излучатели и многополюсник. Значения этих элементов определяются в общем случае ДН излучателей и геометрией АР. Последнее соотношение должно выполняться для произвольного вектора а из множества векторов, определяющих АФР по решетке при работе на прием. Это возможно лишь в том случае, если собственные числа Я, матрицы рассеяния объединяющего многополюсника определяются из соотношения

где Ьп, фп - элемент вектора b и его фаза соответственно.

Отсюда следует, что условие переизлучения Аа = а эквивалентно

нризменности фаз элементов вектора b = Ua лри изменении вектора а. Таким образом, если матрица А известна, то схему объединяющего многополюсника можно представить в виде каскадного соединения идеального распределителя-фазовращателя с

блоком передачи U его матрицы рассеяния и отражательных фазовращателей - 2фп, значения фазовых сдвигов которых определяются фазами собственных чисел матрицы А (рис. 7.20,а).

Для определения матрицы А в общем виде введем систему ор-тонор.мировапных векторов tn, п=1, 2, N. Тогда для вектора а справедливо разложение

а - Е с t = Тс, с = Та.

Если систему векторов {t } можно подобрать так, что в последнем соотношении при любых углах падения плоской волны на АР

вектор с с точностью до постоянного фазового сомножителя остается действительным, т. е.

* * а =Тс,

то условие нереизлучения примет вид

АТс = Тс.

Отсюда определяется матрица рассеяния многополюсника, объединяющего излучатели и придающего им свойство переизлучать волны в направлении их прихода;

А-ТТ. (7.5)

Такой подход позволяет с общих позиций описать свойства многополюсника, объединяющего излучатели ПАР, расположенные на поверхностях произвольной формы. Например, для линейной эквидистантной ПАР коэффициенты tmn, определяющие векторы t (n=l, 2, Ли), определяются из соотношений

TW ( - / [ (2 - 1) - - ( - 1)/2]}

при Ли четном, 1

-ехр

[2 -(iV +l)] [rt-(yV -f 1)/2]

При Ли нечетном

В этом случае матрица рассеяния А объединяющего многополюс-

ника

О О ...01 I

о о ... 10

0 i ...00

1 о ...00

(7.6)

Такой же вид имеет матрица рассеяния многополюсника, объединяющего излучатели плоской эквидистантной ПАР при определенной нумерации излучателей.

На рис. 7.20,6 представлена многополюсная схема линейной или плоской ПАР, в которой отсутствуют отражательные фазовращатели. В этом случае блок передачи матрицы рассеяния идеального распределителя-фазовращателя, входящего в состав этой схемы, не является действительной ортогональной матрицей. Условие переизлучения определяет уравнение для S ;

А - Sp Spcj.

Общее решение этого уравнения имеет вид

Sp = WAi/2V,

(7.7)

где W - произвольная ортогональная матрица; V - ортогональная матрица, приводящая А к диагональному виду.

Отсюда следует, что общее решение имеет дискретную и континуальную неоднозначности. Дискретная конечная неоднозначность определяется выбором различных ветвей функции Лл Континуальная неоднозначность определяется произволом в выборе ортогональной матрицы W. Эти неоднозначности определяют бесчисленное количество структур многополюсников, реализующих найденные иматрицы рассеяния.

В работе [7] подробно рассмотрено решение уравнения (7.7) для симметричного блока Sp . Соответствующая этому решению схема многополюсника представлена на рис. 7.21. В этой схеме соединительные линии передачи имеют одинаковую электрическую длину. Переизлучающая .MAP с такой ДОС называется секционированной. Излучатели каждой из М секций, объединяемые многополюсником с матрицей рассеяния S , равно отстоят от геометрического центра решетки. Чувствительность ПМАР по каждому из входов клеммной плоскости р-р, вообще говоря, различна и определяется числом излучателей в данной секции и структурой объединяющего их многополюсника.

Для иллюстрации на рис. 7.22,а, б, в представлены многополюсные схемы для восьмиэлементной ПМАР с разным числом секций. Первая схема имеет четыре секции, каждая из которых представляет собой мост и предназначена для объединения пары излучателей, расположенных сим.метрично относительно середины решетки. Максимальная чувствительность ПМАР с такой ДОС определяется КНД решетки из двух излучателей и в 2 раза пре-*вышает чувствительность переизлучающей антенны типа Ван-Атта. Вторая схема имеет две секции, представляющие собой ДОС Батлера четвертого порядка, объединяющие по четыре излучателя. Чувствительность ПМАР в этом случае в 2 раза больше, чем в

Рис. 7.21

tt-t -tt-tt

sZ->

tt - f

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [27] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62