|
| |
|
Слаботочка Книги  {у О 2с J
0,в- 5 <(9 50 60 we, град вентилей между излучателями и АГ. Эта мера практически устраняет затягивание лучей к нормали и существенно улучшает совпадение экспериментальных и расчетных ДН. 7.4. ПЕРЕИЗЛУЧАЮЩИЕ MAP Переизлучающие антенны представляют собой устройства, излучающие принятые электромагнитные волны в каком-либо направлении, например в направлении их источника [1]. Такие антенны одновременно являются приемными и передающими. В зависимости от назначения переизлучающих антенн они могут быть пассивными или активными элементами радиосистем. В активных переизлучающих антеннах может происходить усиление принятых электромагнитных колебаний, изменение частоты излучаемых волн по сравнению с принимаемыми, модуляция колебаний для передачи информации в требуемом направлении. Все эти функции могут осуществляться и одновременно. Поэтому одной из важных задач, возникающих при построении активных переизлучаю-158 щих антенн, является увеличение отношения мощности сигнала к мощности шума на входах усилительных элементов. Это отношение при работе антенны на прием Рс 5пад f2 (е , ф ) - Г) , fni Б где Рс, Рт - мощность полезного сигнала и полная мощность шумов на входе усилительного элемента; 5пад - величина вектора Пойнтинга падающей на антенну волны; /(9о, фо) - значение нормированной ДН в направлении прихода волны; \\Y - поляризационный коэффициент передачи по мощности; Г - коэффициент отражения от усилительного элемента; - постоянная Больцмана; А/ - полоса частот, в которой определяется мощность шумов; - чувствительность приемной антенны, которая определяется соотношением Л эф -I эффективная поверхность переизлучающей антенны при работе на прием; ц - КПД приемной антенны; Га и Ту - шумовые температуры антенны и усилительного элемента соответственно. Отсюда следует, что увеличение отношения оишал-шум возможно, в частности, за счет увеличения чувствительности антенны, которая в значительной степени зависит от ее эффективной поверхности: Лзф = ?.1)/(4я), где D - максимальный коэффициент направленного действия переизлучающей антенны при работе на прием. Таким образом возникает задача построения активных переизлучающих антенн, у которых КНД при приеме максимален, что обеспечивает при прочих равных условиях максимальное отношение сигнал-шум на входах усилительных элементов антенны. В наиболее распространенных активных переизлучающих АР типа Ван-Атта [1] на входы усилительных элементов поступают колебания от одиночных излучателей. Поэтому чувствительность таких антенн низкая, так как она определяется КНД излучателя решетки. Однако известно [7], что MAP с закороченными входами переизлучает принятые электромагнитные волны в направлении их прихода. Амплитуды колебаний в излучателях MAP, возбуждаемые волной, падающей из направления максимума одной из ее парциальных ДН, складываются синфазно на соответствующем входе ДОС. Очевидно, что при подключении к входам ДОС MAP усилительных элементов получающаяся при этом переизлучающая антенна будет обладать максимальной чувствительностью, так как мощность полезного сигнала на входе усилительного элемента в этом случае пропорциональна КНД всей решетки излучателей. Переизлучающие антенны, построенные на
АнтаЗмь.й многополснь:й Д0С1
А ктивный мюгополюсиый Рис. 7.19 основе ДОС MAP, могут быть названы переизлучающими MAP (ПМАР), так как функциональное назначение ДОС в MAP и в переизлучающих АР с максимальной чувствительностью является одинаковым. На рис. 7.19,а, б представлены обобщенные схемы ПМАР. Решетка излучателей / (рис. 7.19,а), принимает и излучает электромагнитные волны. Она нагружена на ДОС 2. Входы ДОС соединены с активным многополкюником 5. В состав этого многополюсника могут входить различные элементы, осуществляющие усиление, перенос частоты, модуляцию принятых колебаний и т. п. В схеме рис. 7.19,6 решетка излучателей / осуществляет только прием колебаний, которые, пройдя ДОС 2, активный многополюсник 5 и ДОС 4, излучаются решеткой излучателей 5 в требуемом направлении. Принципы работы переизлучающих антенн обоих типов во многом схожи, поэтому дальнейшие рассуждения относятся к а.чтен-не, обобщенная схема которой представлена на рис. 7.19,а. При этом будем считать, что излучатели решетки согласованы и развязаны, а матрица рассеяния активного многополюсника единичная. Это соответствует отражению волн от такого многополюсника без искажений с единичным коэффициентом усиления. Известно [1], что решетка излучателей, произвольно расположенных в пространстве, переизлучает падающую волну в направлении ее прихода, если много пол кюни-к, объединяющий эти излучатели, осуществляет комплексное сопряжение падающего на него вектора а, определяющего АФР поля по решетке при работе на прием и соответствующего рассматриваемой падающей плоской волне. Обозначим матрицу рассеяния многополюсника, объединяющего излучатели, через А. Тогда условие переизлучения примет вид Аа = а. Установим общие свойства матрицы А. Для этого, положив матрицу А симметрической, представим ее в виде где и - действительная, однозначно определяемая ортогональная матрица; Аа - диагональная матрица собственных чисел матрицы А. Тогда условие переизлучения можно представить в виде АлЬ = Ь, где b = Ua. Элементы вектора а представляют амплитуды распространяю-щи-хся к многополюснику волн по линиям передачи, соединяющим излучатели и многополюсник. Значения этих элементов определяются в общем случае ДН излучателей и геометрией АР. Последнее соотношение должно выполняться для произвольного вектора а из множества векторов, определяющих АФР по решетке при работе на прием. Это возможно лишь в том случае, если собственные числа Я, матрицы рассеяния объединяющего многополюсника определяются из соотношения где Ьп, фп - элемент вектора b и его фаза соответственно. Отсюда следует, что условие переизлучения Аа = а эквивалентно нризменности фаз элементов вектора b = Ua лри изменении вектора а. Таким образом, если матрица А известна, то схему объединяющего многополюсника можно представить в виде каскадного соединения идеального распределителя-фазовращателя с блоком передачи U его матрицы рассеяния и отражательных фазовращателей - 2фп, значения фазовых сдвигов которых определяются фазами собственных чисел матрицы А (рис. 7.20,а). Для определения матрицы А в общем виде введем систему ор-тонор.мировапных векторов tn, п=1, 2, N. Тогда для вектора а справедливо разложение а - Е с t = Тс, с = Та. Если систему векторов {t } можно подобрать так, что в последнем соотношении при любых углах падения плоской волны на АР   вектор с с точностью до постоянного фазового сомножителя остается действительным, т. е. * * а =Тс, то условие нереизлучения примет вид АТс = Тс. Отсюда определяется матрица рассеяния многополюсника, объединяющего излучатели и придающего им свойство переизлучать волны в направлении их прихода; А-ТТ. (7.5) Такой подход позволяет с общих позиций описать свойства многополюсника, объединяющего излучатели ПАР, расположенные на поверхностях произвольной формы. Например, для линейной эквидистантной ПАР коэффициенты tmn, определяющие векторы t (n=l, 2, Ли), определяются из соотношений TW ( - / [ (2 - 1) - - ( - 1)/2]} при Ли четном, 1 -ехр [2 -(iV +l)] [rt-(yV -f 1)/2] При Ли нечетном В этом случае матрица рассеяния А объединяющего многополюс- ника О О ...01 I о о ... 10 0 i ...00 1 о ...00 (7.6) Такой же вид имеет матрица рассеяния многополюсника, объединяющего излучатели плоской эквидистантной ПАР при определенной нумерации излучателей. На рис. 7.20,6 представлена многополюсная схема линейной или плоской ПАР, в которой отсутствуют отражательные фазовращатели. В этом случае блок передачи матрицы рассеяния идеального распределителя-фазовращателя, входящего в состав этой схемы, не является действительной ортогональной матрицей. Условие переизлучения определяет уравнение для S ; А - Sp Spcj. Общее решение этого уравнения имеет вид Sp = WAi/2V, (7.7) где W - произвольная ортогональная матрица; V - ортогональная матрица, приводящая А к диагональному виду. Отсюда следует, что общее решение имеет дискретную и континуальную неоднозначности. Дискретная конечная неоднозначность определяется выбором различных ветвей функции Лл Континуальная неоднозначность определяется произволом в выборе ортогональной матрицы W. Эти неоднозначности определяют бесчисленное количество структур многополюсников, реализующих найденные иматрицы рассеяния. В работе [7] подробно рассмотрено решение уравнения (7.7) для симметричного блока Sp . Соответствующая этому решению схема многополюсника представлена на рис. 7.21. В этой схеме соединительные линии передачи имеют одинаковую электрическую длину. Переизлучающая .MAP с такой ДОС называется секционированной. Излучатели каждой из М секций, объединяемые многополюсником с матрицей рассеяния S , равно отстоят от геометрического центра решетки. Чувствительность ПМАР по каждому из входов клеммной плоскости р-р, вообще говоря, различна и определяется числом излучателей в данной секции и структурой объединяющего их многополюсника. Для иллюстрации на рис. 7.22,а, б, в представлены многополюсные схемы для восьмиэлементной ПМАР с разным числом секций. Первая схема имеет четыре секции, каждая из которых представляет собой мост и предназначена для объединения пары излучателей, расположенных сим.метрично относительно середины решетки. Максимальная чувствительность ПМАР с такой ДОС определяется КНД решетки из двух излучателей и в 2 раза пре-*вышает чувствительность переизлучающей антенны типа Ван-Атта. Вторая схема имеет две секции, представляющие собой ДОС Батлера четвертого порядка, объединяющие по четыре излучателя. Чувствительность ПМАР в этом случае в 2 раза больше, чем в Рис. 7.21 tt-t -tt-tt sZ-> tt - f 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [27] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||