Слаботочка Книги Дс. , л Рис. 8.8 J 5 $,грав S Рис. 8.7 На рис. 8.6 представлены графики коэффициента До .ш определяемого при соотношениях Рп/Рш = Р./Рш = 10 для различного числа антенных элементов N. Сплошные линии соответствуют случаю р=30°, штриховые - р=0°. Как и на рис. 8.2, видно, что коэффициент Дс.ш возрастает с увеличением числа антенных элементов. Заметное же снн-женне Дс.ш отмечается, когда помеха n(t) становится близкой по пространсчч. венным и поляризационным параметрам сигналу, а при 9=0° и Р = 0°, когда сигнал и помеха совпадают по этим параметрам, ситуация ивляется наиболее плохой, Дс.ш->0 и решетка при этом ослепляется . На практике для исключения такой ситуации целесообразно предусматривать возможность смены поляризации передавае.мых сигналов, что позволяет даже и области совпадений пространственных спектров сигналов и помех (при 9->0) получать значительный положительный эффект. Это является важным преимуществом ААР с управляемой поляризацией. На рис. 8.7 для случая Рп/Рш = 10 Р5/Рш=10 представлены графики коэффициента Дев, показывающего, насколько больше подавляется по.меха по отношению к сигналу. Сплошные линии соответствуют случаю р=80, т. е. когда полностью поляризованные составляющие сигнала и помехи имеют значи- тельные различия. Такая ситуация (Р = 80°) может соответствовать линии связи с управлением поляризацией передаваемых сигналов, обеспечивающим максимизацию поляризациорных различий сигнала и помехи в точке приема. Из графиков видно, что с уменьшением пространственных различий между сигналом и помехой (при 9-*-0) выигрыш в отношении сигнал-помеха снижается на 3... 8 дБ. Однако даже при 9-нО этот выигрыш составляет от 40 до 80 дБ в зависимости от числа элементов ААР. На этом же рисунке штриховыми линиями представлены графики Дс.п для случая близких значений поляризационных параметров между сигналом и помехой (Р=10°). Эти графики могут отражать ситуацию, когда управление поляризацией передающей антенны ие осуществляется или осуществляется со значнтельны.ми погрешностями, напри- мер в протяженных линиях связи декаметрового диапазона. Значения выигрышей здесь на 4Ю... 15 дБ ниже, однако при отличии пространственных углов прихода помехи на 5... 10° от сигнала этот выигрыш резко возрастает и уже мало зависит от состояния поляризации помехи. Штрихпунктирными линиями показаны графики, когда поляризация сигнала и помехи совпадает (р=0°). Кривые для N=2 показывают эффективность поляризационно-временной обработки с использованием одиночной турникетной антенны. На рис. 8.8 представлены графики Дс.п.ш. Сплошные линии соответствуют значению р = 80°, штриховые - р = 0°. Из графиков следует, что потеря эффективности ААР при совпадении пространственных параметров сигнала и помехи невелика и составлиет 3... 5 дБ. Таким образом, использование ААР с управляемой поляризацией позволяет почти на половину уменьшить линейные размеры решетки, что особенно важно при наличии габаритных ограничений. При этом не только не снижается качество обработки, но и приобретается полезное свойство: возможность борьбы с помехами, пространственные параметры которых близки или совпадают с полезным сигналом. 8.5. НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ ВОЛНОВОЙ И ОПТИЧЕСКОЙ АДАПТАЦИИ Одной из задач волновой адаптации является гашение случайных волновых полей, состоящее в автоматическом ослаблении волновых полей (акустических, электромагнитных и пр.) в заданной области пространства с целью звукоизоляции или электромагнитной экранизации. Это имеет важное значение для решения проблемы ЭМС радиосистем. В такой постановке задача исследовалась в [25]. Система адаптивного активного гашения волновых полей состоит (рис. 8.9) из датчиков / (приемных антенн), измеряющих не-скомпенсированное поле Е(х, у, г, t) на поверхности Si, охватывающей источники первичного поля, адаптивного процессора, регулирующего амплитуды и фазы излучателей 2, расположенных на поверхности S2 и излучающих волновое поле Егас, с помощью которого минимизируется мощность нескомпенсированного волнового поля E-f-Erac на поверхности S3. При этом адаптивный процессор по измерениям нескомпенсированного поля в приемниках автоматически отслеживает случайные изменения параметров первичного волнового поля и условий распространения (параметров окружающей среды). Минимизируемый функционал Ф(Ш) = (е;(5з)е(5з))= I (е >, (8.72) где < > означает среднее по ансамблю случайных источников; €(5з) = Е(8з)-GWXbx(Si)-неско.мпенсированный остаток волнового поля; G -функция Грина; W-ВВК; Xbx(Si) - вектор измеренных значений волнового поля на поверхности Si. В частном случае постановка этой задачи может заключаться в гашении полей в дальней зоне (область S3 расположена на бес-
Делитель Рис. 8.9 конечно удаленной сфере), что достигается минимизацией функционала Ф(А¥)= jjd2 5((E(yj + E e(x)l)Q(X), (8.73) где Е(х) и Егас(х) - пространственные спектры компенсируемого и гасящего полей; Q(x)-весовая функция, определяющая область гашения (если Q(x)= 2 б(5С-Хг). то гашение производится в / заданных направлениях). Алгоритм адаптацип получается после приравнивания нулю градиента от минимизируемых функционалов. Заметим, что при отсутствии волновой обратной связи (ВОС) между первичными измерителями и излучателями Erac(S2)XBx(Si) = E(Si) не зависит от В К. По этой причине алгоритм адаптации получается линейным: W(/-Ы) = W (/) - kGjdE (S3) Е (SSt) - GW (Е (S,) Е {3,)т}). Матрица оптимальных ВК определяется исходя из соотношения Wopt = (G* G)-i (Е (5.,) Е {8,)т} (Е (5) Е (8,)т). (8.74) Наличие ВОС существенно усложняет анализ алгоритма адаптации. Однако исследования, проведенные в [25], показывают, что при устойчивости алгоритма значение нескомпенсированного поля в области 5з при наличии и без ВОС одинакова. Таким образом, адаптивная система активного гашения волновых полей компенсирует влияние ВОС соответствующим выбором ВК. Условием устойчивости является ограничение фазового набега волны в петле ВОС, исключающего синфазное сложение волн на поверхности. При адаптивном согласовании антенных решеток задача волновой адаптации состоит в минимизации полей, рассеиваемых антенной системой при приеме случайного электромагнитного поля для максимально возможного повышения чувствительности радиосистемы. Предполагаются и другие постановки этой задачи, когда для обеспечения требований ЭМС ряда одновременно работающих радиосистем необходимо при приеме полезного сигнала и шумовых помех настроить антенну так, чтобы поля, переотраженные от нагрузки антенны обратно в эфир, имели минимальную мощность. Ввиду априорной неопределенности воздействий на антенну в реальных условиях настройка должна проводиться с помощью адаптации. Рассмотрим ААР, минимизирующую поле рассеяния одновременно с обеспечением максимума ОСШП на выходе при приеме полезного сигнала на фоне шумовых помех и собственных шумов. Для простоты предположим ААР линейной эквидистантной с расстоянием d между элементами, общее число которых равно N. В результате адаптации необходимо: 1) максимизировать ОСШП на выходе, т. е. max WAc w 2) минимизировать среднюю мощность рассеянных полей при об- лучении антенны с произвольного направления 4 (где kr- - константа, зависящая от конструкции антенны и показывающая, какая часть площади антенны возбуждается падающей плоской волной с произвольного направления при усреднении по всем возможным углам прихода); 3) обеспечить постоянство уровня полезного сигнала на выходе антенны при подстройке весовых коэффициентов WT5fl.=const. Исходя из решения задачи оптимизации перечисленных выше функционалов получаем алгоритм подстройки ВК W {/ + 1) = W (/) - (MW - ( St МW) st/л) с одновременным изменением уровня собственных шумов ро ААР в X раз, где Vl - \g\ [У r\S\ - Vi - \g\y - (8.75) sin -г u/N sin -- - dsin d; 0 - угол прихода облучающей волны) зависит от угла прихода облучающей волны и ее мощности. Для реализации предельно достижимого уменьшения рассеянных полей из (8.75) следует, что Х-оо. При этом уровень собственных шумов начинает значительно возрастать. Это находится в соответствии с известными положениями термодинамики. В самом деле, ААР, в которой не происходит рассеяния электромагнитной волиы и все приходящее излучение поглощается, можно отождествить с идеальным черным телом. Тепловое равновесие черного тела с термостатом поддерживается за счет его теплового излучения, спектр которого в зависимости от температуры описывается формулой Планка. В случае ААР шумовая температура определяется мощностью собственных шумов роО+Х). При Х- -оо она стремится к бесконечности и соответственно падает спектральная плотность шумового, теплового излучения. Реально из-за проявления различных нелинейных эффектов (главным образом ограниченности динамического диапазона устройств формирования ВК) и предельно достижимая шумовая температура ограничивается значением Гкр, определяющим соответствующую мощность рассеянных волн в соответствии с формулой Планка. Другой алгоритм адаптивного уменьшения рассеянных полей связан с адаптацией по критерию, в котором учитывается специфика подавления помехи в ААР значительно ниже уровня собственных шумов при максимизации ОСШП. Поскольку подавление помехи до нуля на выходе ААР обусловливает переизлучение непринятого сигнала обратно решеткой, уменьшение рассеянной антеииой мощности может быть достигнуто за счет изменения соотношения между поглощаемой мощностью в приемнике и переизлучаемой обратно в эфир. В рассмотренных выше ААР для исключения помехового сигнала автоматически корректируется на апертуре антенны распределение весовых коэффициентов Wg вычитанием комплексно-сопряженного распределению принимаемого сигнала помехи (S*<>;): w=.Wg- ZililZL s; , где Fq(i)-значение неадаптированной ДН в направлении на помеху. Одновременно автоматически подбирается и величина (масштаб) этого распределения с тем, чтобы на выходе ААР был подавлен помеховый сигнал (за это отвечает множитель перед SV ). Первое сообщение об ААР, максимизирующей ОСШП, относится к 1959 г. [26]. Примерно в это же время была предложена обработка принимаемого сигнала в многоканальной приемной переизлучающей антенне, также связанная с автоматической установкой распределения комплексных амплитуд, комплексно-сопряженного с распределением сигнала, облучающего решетку [26]. В таких антеннах переизлучение принятого сигнала происходит точно в направлении источника данного сигнала, т. е. при этом имеет место обращение волнового фронта (ОВФ). Из-за того, что в рассмотренных выше антеннах производится автоматически ОВФ и не зависит от формы волнового фронта, их можно считать адаптивными. Сравнивая ААР и антенны ОВФ, можно отметить, что в системах ОВФ происходит адаптация, исходящая из противополож-192 ных критериев. Вместо максимального подавления сигнала с произвольного априори неизвестного направления решается задача максимального переизлучения сигнала в произвольное априори неизвестное направление. Антенны ОВФ обладают большой эффективностью. В оптике любое зеркало будет обращать волновой фронт, если форма последнего согласована с формой зеркала (для нормально падающей плоской волны - плоское, для сферической волны -сферическое). Для адаптивности зеркало ОВФ необходимо было бы сделать изменяющим свою форму в соответствии с формой волнового фронта облучающего сигнала. Нельзя не отметить, что с конца 60-х годов такой подход составил основное содержание нового раздела оптики, известного под названием адаптивной оптики [27], в котором изучаются возможности компенсации искажений волновых фронтов с помощью самоподстраивающихся зеркал на основе многоканальных цепей обратной связи. В этом можно углядеть определенную схожесть с аналоговыми ААР на основе корреляционных обратных связей. Более простая методика ОВФ в оптике появилась значительно раньше (1962-1963). Ю. Н. Денисюк предложил голографиче-ский метод ОВФ на основе записи волнового фронта в толстослойных эмульсиях [28]. Однако этот метод ОВФ двухступенчатый: на первом этапе проводится запись волнового фронта с помощью опорной волны, на втором при облучении голограммы опорной волной, используемой для ее записи, происходит собственно ОВФ, приводящее к восстановлению изображения, записанного на голограмме. К 1970-1972 гг. относятся исследования нелинейных сред, в которых [29] ОВФ производится в реальном времени на основе записи динамических или параметрических голограмм. В зависимости от метода получения голограммы и организации процесса считывания различают ОВФ, основанные на трех- или четырех-волновом взаимодействии. Процесс адаптации наиболее быстро протекает в оптических устройствах ОВФ, в антенных решетках типа Ван-Атта и значительно медленнее в самофокусирующихся антеннах с обработкой сигнала и ААР. Для увеличения скорости сходимости в ААР, предназначенной для обработки сигналов с малым ОСШ, обычно усложняют схему обработки принятых сигналов за счет объединения приемных каналов в группы, формирующих субапертуры с большим значением ОСШ, чем в отдельных приемных элементах, сигнал с выхода которых подвергается адаптивной обработке. Ввиду этого проблема волновой адаптации, как частный случай включающая и ОВФ, состоит в синтезе закона образования субапертур исходя из заданного критерия адаптации, понимая под этим определение отображения, ставящего в соответствие принятой исходной апертурой совокупности сигналов (Хи Хз,..., Xif), переизлученные сигналы, используемые для обработки, или преобразованные сигналы в виде (Уь Уг,..., Yn). Для дискретной сово-7-178 193 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 [32] 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |
|