|
| |
|
Слаботочка Книги  Блок управления дефлектором Рис. 9.9 фурье-преобразопанню линзой Л\. В спектральной плоскости п\ полученный фурье-образ умножается на функцию пропускания Ту(Кх ) управляемого транспаранта. Далее взвешенное ту <Kj.) оптическое волновое поле подвергается дополнительной обработке с помощью дифракционно-ограниченной системы (линза Лг - низкочастотный фильтр, в плоскости Яг - линза Лз), так что непскаженное т(Кх ) изображение полезных сигналов беспрепятственно транслируется на выход процессора (плоскость, яа), а образ помехи возмущенный ххр{\х. )-блокируется. При этом, если необходимо вернуться к исходной ДН f (Кх). в окне низкочастотного фильтра (плоскость Яг) устанавливается транспарант с функцией пропускания вида 5f(Rx)/4(R± ) По существу КО процессор представляет собой обобщенный простанствен-ный фильтр, передаточная функция которого согласована с полезным сигналом и рассогласована с взвешенным образом помехи. Существует целое семейство функций Tifr(Kx). обеспечивающие полное подавление помехи. При этом оптимальным с точки зрения использования энергии лазера, размеров (минимальное возмущение полезных сигналов) и простоты реализации является транспарант, имеющий следующую структуру функции пропускания: на всей плочгадн транспаранта т\р(Кх ) = 1> argT4r=0, а в характерной области оРу в окрестности помехи argxr = !80°. Размеры сж, Оу с учетом специфики оптического моделирования равны Ох.у=Сх,у1.!1\х, Ду, где - ,=0,5402 - в случае линейной АР (либо 0,847 в случае квадратной АР), Ад-Ду - размер ПВМС; / - фокусное расстояние линзы Ли X - длина волны света. На рис. 9.10,я показано распределение интенсивности света на выходе КО процессора (плоскость яг на рис. 9.9) линейной 212  радиооптической АР (дифрактограмма), соответствующее угловому распределению источников, и результат фотометрирования. При этом Р = Чо и из соображений методической наглядности направление прихода полезного сигнала Со совпадает с максимумом второго бокового лепестка помехи По, а величина Со выбирается на уровне первого бокового лепестка По (- И дБ). Рисунок 9.10,6 иллюстрирует характер подавления помехи при оптимальных (0 = Copt = 0,54; / = Yo) условиях подавления. Глубина подавления порядка 20 дБ (теоретически должно наблюдаться полное подавление помехи). Если условия оптимального подавления нарушены (рис. 9.10,в; F = sinc{...)¥=o, с = 0,5), то глубина подавления составляет 14,8 дБ. Рисунок 9.10, г,д позволяет судить о критичности глубины подавления помехи к ширине фильтра ах = Оу, определяемой параметром Сх = Су, равного 0,4 и 0,7 соответственно (ср. с рис. 9.10,6). С точки зрения адаптивной петли обратной связи, управляющей положением тхр-(Кх) в плоскости Я1 (см. рис. 9.9), одной из основных характеристик является зависимость глубины подавления помехи от точности Л установки фильтра в направлении на помеху. Это частично иллюстрирует рис. 9.10,е при f=4o и c,: = 0,54; глубина подавления ухудшилась на 10 дБ при А порядка 0,1 от ширины ДН по нулям по сравнению с идеальным случаем Д = 0 на рис. 9.10,6. Результаты получены в КО процессоре, реализующем схему на рис. 9.9 [10]. Ключевыми элементами процессора являются многоканальный ПВМС на линейном электрооптическом эффекте в монокристалле танталата лития и оптически управляемый транспарант (ОУТ) со структурой фотополупроводник - жидкий кристалл. Теоретические исследования показали, что с учетом случайных фазовых неоднородностей ОУТ, неточности установки фильтра в направлении на помеху, искажений границ фильтра в силу конечной разрешающей способности ОУТ, искажений АФР на уровнях АР, приемоусилительных модулей и ПВМС может быть получена на современной оптоэлектронной элементной базе глубина подавления 30 ... 40 дБ. Радиооптическая АР (см. рис. 9.9) предполагает наличие адаптивной петли обратной связи, которая, во-первых, анализирует помеховую обстановку и определяет принадлежность сигналов и их координаты и, во-вторых, устанавливает фильтр ч(Кх ) в направлении на помеху на основе последовательного алгоритма, оптимизирующего отношение сигнал-помеха. Первая из этих задач решается либо путем анализа временных свойств принятых ПВ сигналов на выходе КО процессора, либо с использованием априорной информации, поступающей от внешних устройств комплекса. Вторая задача решгется известными в технике адаптивного приема средствами [1]. Изложенный выше метод (структуры КО процессоров) режекции мешаюищх пространственных сигналов обобщается на линейные АР (см. рис. 9.4), подверженные воздействию широко-214 полосных в пространственно-временном смысле помех, цилиндрические и кольцевые радиооптические АР, а также частично на случай пространственно протяженных (секторных) помех. 9.6. ВЛИЯНИЕ ПОГРЕШНОСТЕЙ И ШУМОВ НА ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИООПТИЧЕСКИХ АР Когерентные оптические процессоры радиооптических АР представляют собой прецизионные вычислительные устройства аналогового типа и весьма критичны к влиянию различных искажающих факторов (факторов неидеальности). К таковым следует в первую очередь отнести: эффекты зрачка и взаимовлияния каналов ПВМС; аберрации оптической системы процессора; деюстировку элементов; пространственную некогерентность считывающего света; временную некогерентность; френелевские переотражения в оптической системе; рассеяние света на неоднородностях оптических элементов; наличие сопряженного образа при двухполосном вводе; нелинейность модуляционной характеристики ПВМС; нулевой порядок дифракции. Искажающие факторы, возникающие на уровне приемного антенного полотна (элементов АР, приемоусилительных модулей), могут быть учтены известными статистическими методами. Отмеченные обстоятельства приводят к ухудшению диаграммообразующих свойств радиооптнческих АР: разрешающей способности, точности воспроизведения ДН, коэффициента усиления, уровня боковых лепестков, динамического диапазона. Коэффициент усиления антенной системы определяется как произведение ее КНД (Dap) на КПД (tiap). Поскольку в радиооптических АР (РОАР) отсутствуют фазовращатели и разветвленная фидерная система, то tipoap близок к единице. Однако КНД меньше, чем у АР, из-за искажения формы ДН (дефокусировки) и наличия паразитной засветки полезного оптического образа на выходе реального оптического процессора. Поэтому фактический КУ радиооптнческих АР практически совпадает с его КНД (Дролр), под которым понимается отношение реакции радиооптической АР в максимуме ДН Iq= (ДФ) qj (где (ДФ) Qj = f(K4, K,)/f(K Kq)12/ - дефокусировка ДН КО процессором) на плоскую волну от объекта q к сумме интенсивности образов - энергетически равновеликого плоской волне (в пределах АР) равномерного фона 7ф и статистически усредненной засветки, вызванной неидеальностями процессора: Р0АР = ~ /(ф + з) = (ДФ)КОП- [(АР) + (ДД)КОП] = РОАР-АР- (9.15) Здесь £)АР = /д ф; (ДД) jqj/, э<оо - динамический диапазон процессора, который при таком определении соответствует наблюдению одиночного сигнала максимальной интенсивности на фоне собственного шума КО процессора; (Д*)коп РОАР I-f йр/(ДД)ОП эквивалентный КПД радиооптической АР. Из (9.16) следует, что при больших значениях КНД АР значение КПД ра-диооптическон АР определяется величиной динамического диапазона процессора. Поскольку фактический динамический диапазон КО процессоров 30... ... 50 дБ, то использование оптических процессоров с АР, КНД которых выше этих значений, энергетически нецелесообразно. (9.16) Проведенные теоретические исследования для двумерного диаграммообразующего КО процессора (см. рис. 9.2) показали, что при достаточно жестких требованиях к параметрам элементов КО процессора можно обеспечить точность иосироизведения максимума ДН около 1% и динамический диапазон устройства 60 дБ [6]. Для радиооптнческих АР, осуществляющих параллельно с диаграммообразованием спектральный анализ принятых широкополосных пространственно-временных сигналов (см. рис. 9.4), однотоиовын (одна плоская волна на входе АР) и двухтоновый (две плоские волны на частотах йфйг и ei = 9o=const) динамические диапазоны КО процессора близки к таковым для процессоров с одноканальнымн ПВМС. В частности, динамический диапазон КО процессоров на многоканальных АО.М, работающих в режиме дифракции Рамана - Ната, при допустимой нелинейности амплитудной характеристики в 5% примерно равен 36 дБ. Такая же допустимая нелинейность при использовании АОМ, работающего в режиме дифракции Брэгга, позволяет получить динамический диапазон 40 дБ. Наряду с паразитной засветкой (аддитивным пространственным шумом) и дефокусировкой (мультипликативным пространственным шумом) оптического образа объекта вследствие отмеченных выше неидеальностей КО процессора иа выходе реальной радиооптической АР неизбежно присутствуют шумы (временные), которые в данном случае складываются из тепловых и квантовых [6]. Суммарная мощность временных шумов, пересчитанная на вход радиооптиче-ской АР, определиет ее чувствительность, т. е. минимальную мощность или ЭДС сигнала, принимаемого АР, при которой мощность или напряжение сигнала иа выходе устройства съема достигает заданного значения или требуемого отношения сигнал-шум. Тепловые шумы складываются из внешних, обусловленных тепловым излучением среды, н внутренних (шумы приемных элементов АР, приемоусилительных модулей и ПВМС). Коантосыс шумы обусловлены в первую очередь общим дробовым шумом фотоприемника (многоэлементиого фотоприемника), к которому добавляется тепловой шум на эквивалентном выходном сопротивлении усилителя сигнала многоэлементного фотопрнеминка. Съем янформации с выхода КО процессора (см. рис. 9.1) может осуществляться прямым (некогерентным) либо когерентным фотодетектированием. В первом случае на выходе фотоприемника утрачивается информация о частоте и фазе сигнала, а общий коэффициент шума Я/ту определяемый как отношение сигнал-шум на выходе идеальной радиооптической АР без тепловых и квантовых шумов к отношению сигнал-шум реальной РОАР, равен (9.17) Здесь Шг=1 \ По - коэффициент теплового шума; Шо - коэффициент шума приемо-усилнтельно-го модуля; т1о -КПД п-элемента АР и его ВЧ-тракта, tex -Тех/То (7 ei -шумовая температура внешней среды, 7 о=290 К); Ш =Ш 4-V кв.дет (ig/т) - коэффициент квантового шума; Д/кв дет - коэффициент шума идеального квадратичного детектора; -дробовый шум; fin-тепловой шум иа эквивалентном выходном сопротивлении; М - коэффициент фотоумножеиия, iq - сигнальный ток, ц -ток, вызванный в фотоприемнике тепловыми шумами. Таким образом, в рассматриваемом случае Шт по меньшей мере в Я/нв дет раз хуже, чем у активной приемной ФАР. В реальной ситуации проигрыш больше, так как необходимо обеспечить выполнение двух условий. Во-первых, тепловой шум на эквивалентном входном сопротивлении не должен превышать общего квантового шума (Pit<i), что накладывает серьезные ограничения иа тип фотоприемника. Во-вторых, чвслнтель второго слагаемого для ZZ7 не должен превышать его знаменателя, что накладывает жесткие требования иа произведение /Сврол (Спр - усиление приемных модулей АР, - качество ПВМС; Рл -мощность лазера). В случае когерентного съема на выходе КО процессора сохраняется информация о частоте и фазе сигнала в виде тока промежуточной частоты, однако усложняется оптическая схема - нужен опорный канал (см. рис. 9.1)-и появляются дополнительные шумы гетеродина. Общий коэффициент шума прн этом определяется по формуле (9.17), в которой ш=\ + где черта означает операцию усреднения. Чтобы результирующий коэффициент шума был близок к коэффициенту теплового шума эквивалентной активной АР, необходимо удовлетворить определенным требоваииим к мощности оптического гетеродина н произведению КвдаРл, при этом последнее требование на порядок ослаблено. .j., 9.7. НЕКОТОРЫЕ ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ ТЕОРИИ И ТЕХНИКИ РАДИООПТИЧЕСКИХ АР Радиооптические АР представляют собой достаточно сложные устройства, органически объединяющие активную приемную апертуру, собственно когерентный оптический процессор и электронное (в том числе ЭВМ) обеспечение (см. рис. 9.1). Серьезные конструкторско-технологические проблемы наблюдаются при промышленном освоении такого рода устройств (включая реализацию КО процессоров) [14]. При этом возникает щирокий спектр задач: разработка оптоэлектронных приборов, компоновка элементов процессора, уменьшение влияния механических вибраций и температурных изменений, снижение массы и габаритов и т. п. Несмотря на выявленные и потенциальные преимущества радиооптических АР, они еще не заняли своего места в современных радио- и гидролокационных комплексах. Это обусловлено рядом причин, из которых отметим следующие. Во-первых, недостаточно разработан единый системый подход, позволяющий сопрягать различные по быстродействию части процессора (оптиче- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 [36] 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |