|
| |
|
Слаботочка Книги  Рнс. 14.8 Из этих условий находим С изменением х изменятся Ati и Дтг, так что разность фаз ф1-фг останется неизменной. Приведенные схемы (рис. 14.6, 14.7) позволяют сфазировать удаленные (например, граничные) точки на антенном комплексе. Если промежуток между этими точками заполнен эквидистантно рас-полол<енными излучателями, то целесообразно применять распределенное фазирование, один из вариантов которого приведен на схеме 14.8. Начальное фазовое распределение ifi, 2, корректируется с помощьк! управляемых линий задержки Дт или фазовращателей до тех пор, пока на каждом интеграторе не установится нулевое напряжение еп = 0. При этом u -i + = 0. Предполагая, что характеристики фазовых детекторов линейны гп = *Фд(фп+1-фп), получаем фп+i-2ф -Ьфп-1 =-и /;Фд. Это классическое уравнение теплопроводности имеет рещение Фп = Фо + (фл-ц - Фо)/ (Л/ -Ы) -Ь ф , где фо, фл-+1 - граничные условия; ф - вынужденная, обусловленная, внещним воздействием н , составляющая фазового распределения. При нулевых граничных условиях фо = фл.+1 = 0 и отсутствии внещних воздействий ф = 0, т. е. вне зависимости от начального фазового распределения установивщееся выходное фазовое распределение ф будет нулевым (синфазным). Если и = 0, а фл-+1¥=фо, то также независимо от начального фазового распределения установится линейное распределение. Если внещнее воздействие одинаково для всех каналов w = Wo и граничные условия нулевые, то выпужденная составляющая ф является квадратичной функцией индекса Ф = ( о/2*фд) (Л-Ы ) . Заметим, что именно такая квадратичная составляющая необходима для управления ФАР в зоне Френеля. Характерной особенностью распределенного фазирования являются высокая стабильность фазового распределения и не очень жесткие требования к стабильности параметров схемы. Это обусловлено усреднением ошибок по множеству каналов и дифференциальной схемой управления, реагирующей на разность изменений параметров, так что одновременное изменение их не оказывает влияния на фазовый фронт. Очевидным недостатком схемы является высокое требование к надежности элементов, так как отказ в цепи управления одного 308 звена может привести к недопустимым искажениям фазового фронта. В больших ФАР кроме задачи уравнивания фазовых сдвигов возникает задача компенсации геометрических отклонений профиля поверхности от требуемого, вызванных внешними возмущениями (изменением температуры, ветровыми нагрузками и т. д.). Управление АК с учетом геометрических отклонений снижает требования к жесткости конструкции ФАР, а следовательно, улучшает массогабаритные характеристики последних. При этом важно, чтобы управление было автономным. Подобное управление можно строить на основе прямого измерения геометрических искажений или путем проведения косвенных измерений различных параметров, зависящих от геометрических отклонений профиля поверхности и реализации наилучшего компенсирующего изменения фазового распределения. В первом случае, имея координаты трех опорных точек профиля поверхности ФАР и три источника пилот-сигналов, расположенных в непосредственной близости от нее (причем координаты источников могут изменяться), путем измерения расстояния между опорными точками и источниками пилот-сигналов а также расстояний между излучателем и источниками пилот-сигналов, можно определить изменение координат каждого излучателя и внести соответствующую фазовую поправку. С помощью современных радиотехнических способов, измерения дальности можно без особой сложности измерять расстояния с от- носительной точностью 10-... 10- и компенсировать геометрические отклонения ФАР с апертурой №... 10 к. Несмотря на математическую простоту метода, необходимо иметь достаточное число излучателей с аппаратурой измерения дальности, специализированный вычислитель и располагать нсточники пи-лот-снгналов, что конструктивно не всегда возможно. Перспективным является второй метод [1], который требует проведения обучения системы управления с выбранной системой датчиков и определения матрицы управления А, наилучшим образом (в смысле выбранного критерия) преобразующую вектор показаний датчиков в вектор управляющих воздействий системы управления: u, = Ag,-, где g\ - вектор состояния датчиков; щ - вектор управляющих воздействий. Матрица управления можег быть определена из соотношения A = UG+, где G=[gi, g2, gm] - матрица показаний датчик; U=[ui, U2, Um] - матрица наилучших управлений, соответствующих векторам g,-. Обучение и определение матрицы управления может производиться как в лабораторных услови.чх, так и в рабочем режиме АК- После определения матрицы А система управления становится автономной н имеет незначительные аппаратурные затраты. 14.5. УПРАВЛЕНИЕ ДВУМЯ ВЗАИМОДЕЙСТВУЮЩИМИ АК Задачи совмесгного управления двумя и более АК возникают, когда последние расположены друг относительно друга не в. дальней зоне. Характеристики взаимодействующих А К (переда- зоа- вэемая мощность и одного на другой, коэффициент полезного действия и др.) могут быть значительно повышены путем совместного управлени.ч последними. Два взаимодействующих АК описываются амплитудно-фазовым распределением первого Е второго Ег полей и матрицей передачи поля с первого на второй Hi,2 = H, элементы которой не что иное, как комплексные коэффициенты передачи сигнала с 1-го излучателя первого АК на fe-й второго. Из-за взаимности антенн матрица передачи со второй антенны на первую H2,i = = Hi,2 = H. Поле, наводимое первым АК на второй, E2=HEi, а мощность Р2 = Е2*Е2==Е,*тН*НЕ,. Оптимальное взаимодействие между первым и вторым АК заключается в максимальной передаче мощности с одного на другой при фиксированной мощности первого, т. е. при Ei*Ei = f= = const. Эта классическая задача максимизации квадратичной формы на гиперсфере сводится к отысканию собственного вектора уравнения HTHE, = ?Vn, Ei, (14.22) соответствующего максимальному собственному значению Лтах матрицы Н*Н. Решение (14.22) и даст оптимальное амплитудно-фазовое распределение излучающего АК, обеспечивающее максимальную передачу мощности на второй, приемный, АК. Для определения матрицы передачи Н нужно задать множество АФР на излучающем АК, составляющих матрицу ei=[Eii, Ei2, Eiivf], и замерить соответствующие АФР на приемном е2=[Е21, Е22, Егм]. Получим матричное уравнение Hei = e2. Если матрица ei имеет все линейно независимые строки (M>-/V), то Я = е2е+1 и ei = ei(ei6i). К сожалению, определить матрицу передачи Н затруднительно, особенно при взаимном перемещении АК. Рассмотрим алгоритм максимизации передаваемой мощности без определения Н (14.11). Он заключается в следующей итеративной процедуре. Пусть на i-M такте итерации излучаемое поле равно Ei[r]. Оно наводит на втором АК поле E2[i] = HEi{i]. На этом такте второй АК излучает комплексно-сопряженное поле E*2[i], которое наводит на первом АК поле Ei[/] = НЕ*2[г] = НН*Е*, [1]. На этом i-й такт заканчивается. В (i-)-l)-M такте вырабатывается излучающее АФР первого АК, сопряженное с Ei[t] и по мощности равное предыдущему такту: El [i +П = У1 (Edi])* = yi iHm*El[i]) = TjH HEJj], 1де Уг - коэффициент, обеспечивающий равенство мощностей. После окончания переходного процесса Ei[i+1] = Ei[i] = Е,; Yi = Y получим уравнение H*THEi = l/yEi. (14.23) Сравнивая (11.22) и (14.23), видим, что 1/у=Лтах. В противном случае-установившийся режим (14.23) вообще невозможен. Та- -50 -* да -га -to -[-\  ким образом, описанная итеративная процедура обеспечивает максимальную передаваемую мощность с одного АК на другой и не требует знания матрицы передачи. Идея взаимодействующих АК может быть положена в основу синтеза АФР поля передающего АК, создающего ДН специальной формы. При этом матрица передачи Н может быть определена расчетным путем, а итеративный алгоритм (в который добавляется операция принудительной установки амплитуд поля E*2[i], равных требуемым) может быть реализован в цифровом процессоре. На рис. 14.9 приведена синтезированная ДН косе-канского вида в секторе О... 40° для линейной решетки, содержащей 31 излучатель, после 20 тактов итеративного процесса. Отклонения от косеканса не превышают ±ЗдБ, а сама ДН обладает тем свойством, что в секторе косеканса сосредоточена максимальная мощность излучения. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ К ГЛ. 14 1. Самойленко В. И., Шишов Ю. А. Управление фазированными антенными решетками.-М.: Радио и связь, 1983.- 238 е. 2. Журавлев А. К., Лукошкии А. П., Поддубный С. С. Обработка сигналов а адаптивных антенных решетках. - Л.: Изд-во Ленингр. ун-та, 1983.- 240 с. 3. Пелед А., Лиу Б. Цифровая обработка сигналов. Теория, проектирование, реализация: Пер. с англ. - Киев: Вища школа, 1979.- 264 с. 4. Монзииго Р. А., Миллер Т. У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию: Пер. с англ. - М.: Радно и связь, 1986.-448 с. 5. Applebaum S. Adaptive aimys/ZIEEE Trans. - 1976. ~ Vol. AP-24, .\> 5.- P. 585-598. 6. Черняк В. С. Пространственно-частотная фильтрация сигналов на фоне стохастических помех в многоканальных приемных С11Стемах Радиотехника и электроника. - 1973, -№ 5. - С. 959-969. 7. Ширман Я. Д., Манжос В. И. Теория и техника обработю/ радиолокаци- онной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981. - 416 с. 8. Самойленко В. И., Грубрии И. В. Адаптивная пространствсинно-временная фильтрация помех в многоканальных снстемах Изв. вузов СССР. Сер. Ра-диоэ.чектроннка. - 1985. № 9. - С. 9-14.  9. Джонсон Д. X. Применение методов спектрального оценивания к задачам определения угловых координат источников излучения ТИИЭР. - 1982 - № 9. -С. 126-132. ТШЭР 192* С 5 фазированных антенных решеток 11. Рындин Ю. Г. Построение изображения объекта с компенсацией фазовых искажений адаптивным методом Раднотехника и электроника. - 1981 - № 1. - С. 64-72. 12. Самойленко В. И., Зарощинский О. И. Оценивание угловых координат источников излучения в адаптивных антенных решетках Тез. докл. Всесоюз. науч.-техн. конф./ВНИИРИ. - Ереван, 1984. -С. 57-58 ГЛАВА 15. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ, СТОИМОСТНЫЕ И СПЕКТРАЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК В. Л. ГОСТЮХИН, к. и. ГРИНЕВА, В. Н. ТРУСОВ, А. Н. БРАТЧИКОВ В настоящее время при проектировании антенных рещеток (АР) для сложных радиокомплексов целесообразность использования ФАР (фазированных АР) или АФАР (активных фазированных АР), удовлетворяющих техническому заданию, требует предварительных исследований и научно обоснованного подтверждения. За время развития АФАР (примерно с 1960-х годов) конкурентоспособность их по сравнению с ФАР неоднократно подвергалась сомнению. Причиной этому была недостаточно совершенная п дорогостоящая элементная база. Освоение новых материалов (арсеннда галлия, фосфида нндня), совершенствование технологии позволили в 80-е годы существенно улучшить и расширить предельные характеристики АФАР (выходную мощность твердотельных усилителей, коэффициент шума, частотный диапазон и др.), а также снизить стоимость перспективных бортовых и наземных АФАР. Остановимся на рассмотрении сравнительных оценок ФАР и АФАР. В зависимости от конкретных тактико-технических требований на разработку возникает целый ряд теоретических н технических проблем, связанных в одних случаях с получением сверхвысоких мощностей, в других - с широкополосностью, повышенной помехозащищенностью, скрытностью работы, повышенной надежностью, особенностями работы в условиях глубокого космоса. На основе решаемых радиосисгемой задач на первом этапе Проектирования при выборе схемы АР должны быть намечены основные (определяющие) критерии сравнения ФАР н АФАР. Как правило, общими критериями в большинстве случаев являются энергетические, массогабаритные, стоимостные; немаловажное значение имеют также спектральные характеристики АФАР. Рассмотрим кратко некоторые из этих критериев. .312 15.1. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ АФАР Структурные схемы типовых передающих и приемных АФАР приведены на рис. 15.1, а, б. Энергетическими параметрами АФАР являются: в режиме передачи - потенциал П, в режиме приема - удельная спектральная плотность мощности шума Потенциал П передающей АФАР при равномерном амплитудном распределении приближенно связан с числом излучателей N (без учета их взаимодействия) простым соотношением n = PiD iN% (15.1) где Pi = Ризл/Л - мощность, и.злучаемая одним излучателем; Doi = D/N -KHJX одного излучателя. Удельная спектральная плотность мощности шума Q определяется спектральной плотностью мощности шума hm на выходе АФАР, приходящейся на единицу эквивалентной поверхности раскрыва: Q-hJ(K,. Kpц}, (15.2) где /Сип - коэффициент использования поверхности раскрыва АР; Кр -коэффициент усиления по мощности активных модулей; ц - КПД излучателей и высокочастотного тракта. Передающая активная ФАР обеспечивает энергетический выигрыш по сравнению с пассивной ФАР, выполненной с теми же излучателями, фазовращателями и распределительной системой при том же потенциале П, если потребляемая от первичных источников мощность активной ФАР Ро меньше, чем пассивной ФАР Р(п*о, Т. е. (15.3) Согласующие цепи \\\\ Согласующие цепи Активные элементы Фазирующая система Распревелитель -пая система Активные элементы Модулятор *-
 Рнс. 15.1 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 [52] 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |
||||||||||||