|
| |
|
Слаботочка Книги счет поглощения или рассеяния или из-за пространственного перераспределения ее при интерференции. В общем случае множитель ослабления hj(f) описывается статистическими законами, характеризующими временные я пространственные изменения. При оценке внутрисистемной ЭМС наиболее существенными факторами являются сферическая расходимость и интерференция прямых и отраженных волн. При сложной форме подстилающей поверхности длины пути отраженных волн вычисляют, как правило, численными методами. В большинстве случаев расположения антенн на поверхности летательного аппарата (ЛА) существует одна отраженная волна и коэффициент hi(f), дБ, может быть записан в виде [1] /ii(/)= -201g )/l-Mr2 + 2rcos(e + 2n где Г= Ге9 - комплексный коэффициент отражения; Ad - разность хода отраженной и прямой волн. В случае межсистемной ЭМС существенными для множителя hi{f) могут оказаться также такие факторы, как метеоусловия вдоль радиолинии, характер затухания в зоне полутени и тени, а также зависимость затухания в атмосфере от частоты. На рис. 2.2 представлена частотная зависимость суммарного поглощения Ва° (90°) радиоволн кислородом и неконденсированным водяным паром в тропосфере на уровне моря для угла возвышения наземной станции 90°. При произвольном угле возвышения у° затухание в тропосфере (вдоль радиолинии типа Земля - Космос) определяется по формуле Во(90°) а(7), где а{у) приведены на том же рисунке. Напряженность поля Е на расстоянии d в области полутени и тени от передающего РЭС мощностью Р и коэффициентом усиления антенны G описывается выражением [1] £ = 5,47-10-3 Рнс. 2.3 Рис. 2,2 ba.(sdv,ab
n-f ЩО 1пГ ю /0 ггц 
где множитель ослабления х\ в общем случае определяется формулой Фока. Для радиоволн с Я,<1 м Т1ГДБ] =V(x)V (упрд) + (Упрм). эфф R - радиус Земли; dN dh - Градиент коэффициента преломления атмосферы по высоте; /гпрд, Йпрм - высоты антенн ПРД и ПРМ соответственно. На рис. 2.3,а, б представлены зависимости и{х) и и (у) для стандартной атмосферы. Влияние на затухание радиоволн таких факторов, как метеоусловия (существенные для длин волн Я,<0,1 м), поглощение в ионосфере, дальнее тропосферное рассеяние (преобладающее на дальностях d>(3...5)rfo, где do - расстояние прямой видимости), имеет сложный статистический характер, зависит от временя года, солнечной активности и т. п. Соответствующие количественные зависимости можно найти в [1]. Избирательные свойства трактов ПРД и ПРМ hzif), hsif). Для коаксиальных трактов с достаточным для практики приближением можно полагать h2if)=hi (/)=0 дБ. Волноводные тракты являются фильтрами верхних частот, частоты среза которых зависят от формы поперечного сечения тракта и типа распространяющейся волны. Например, для прямоугольного волновода и наиболее употребительного на практике типа волны Ню критической является длина волны Кр=2а, где а - размер широкой стенки волновода. Затухание вдоль оси волновода длины / мощности этой моды можно описать функцией, выраженной в децибелах: 2.3 (/) = { (, 54,5 У Я>2а. Выражения /г2,з(/) для других волноводных и полосковых линий передачи и типов мод во многом аналогичны. Избирательные свойства антенн ПРД и ПРМ hif), /15(f). РЭС, входящие в состав РТК, функционируют, как правило, в различных частотных диапазонах. Поэтому рабочая частота ПРД не принадлежит, вообще говоря, диапазону рабочих частот антенны ПРМ. Теоретических и экспериментальных сведений о реакция антенн на входные сигналы вне рабочей полосы недостаточно для разработки достоверных общих моделей. Опубликованные ра- боты относятся к иослсдованию в основном характеристик волно-водно-щелевых решеток (ВЩР) на гармониках рабочей частоты и однозеркальных антенн [4-6]. Так, в [4] рассмотрены ДН и КУ на гармониках рабочей частоты ВЩР с продольными полуволновымн (на основной частоте) щелями на широкой стенке. В работе сделаны предположения, что щели остаются резонансными на частотах гармоник, распределение поля в щели аппроксимируется функцией smp[2nX X (гДо) Ч-я/2], где р - номер гармоники, z - координата вдоль щели; Я,о - длина волны на основной частоте. В волноводе существуют только распространяющиеся моды, стенки волновода бесконечно тонкие, а щели - бесконечно узкие. При сделанных предположениях найдены внутренние и внешние проводимости целей, а ВЩР представлена эквивалентной длинной линией с неоднородностями. На этой модели с учетом взаимодействия щелей по внутреннему пространству волновода рассчитаны ДН и КУ ВЩР для плоской решетки из п волноводов по т щелей в каждом. Напряжение в апертуре ВЩР выбиралось в виде U{x, i/) = A + (l-A)cos f (2--l)cos-(2---l], где OjcLi; OyLii Д - параметр. Уровни мощности и модовый состав в тракте определялись экспериментально и результаты измерений использовались при вычислении ДН и КУ. Из проведенных расчетов следует, что на второй гармонике КУ уменьшается на 7,5 дБ (~5,5 раза), а на третьей гармонике - на 11,5 дБ (~ 15 раз). Если частота f помехи на входе ВЩР отлична от гармоники р/о (р=1, 2, ...), то КУ дополнительно уменьшается из-за избирательных свойств щели. Если принять в качестве физической модели щели колебательный контур, то избирательные свойства щели (по мощности) определяются выражением {1ч-2[(р/о-f)/A/]*}, где р/о - ближайшая к / гармоника, Af - полоса пропускания щели на уровне минус 3 дБ. Аппроксимация полученных результатов позволяет записать множители ослабления, выраженные в децибелах: /14.5 Со/) 10 {Vl-big[ 1-Ь 2 (-fc-У]}. В [5] рассмотрены характеристики рупорно-параболичеокой антенны. Средние ДН по мощности получены в виде /(в. Ф)= 2 kdlf (9. Ф)l £=1 где f{{Q, ф) - парциальная ДН, порождаемая распределением поля 1-й моды в раскрыве антенны; qi - случайная комплексная амплитуда i-й моды у раскрыва; s - число распространяющихся мод в распределительной системе антенны. Величины qt предположительно не коррелированы. Не располагая данными о фактических значениях величин qt, авторы рассчитали ДН F(Q, (р) при различных соотношениях этих величин. На основании проведенных расчетов сделаны следующие выводы: направления максимальных излучений на частотах гармоник не выходят за пределы главного лепестка ДН на основной волне; при равенстве мощностей отдельных мод максимальное излучение на частотах гармоник направлено вдоль оси антенны (как и на основной частоте). Утверждается, что эксперименты с реальной антенной при возбуждении ее тракта гармониками средней частоты рабочего диапазона от генератора стандартных сигналов через штырь в середине широкой стенки волновода подтвердили сделанные выводы. В [6], посвященной исследованию излучения ВЩР на гармониках, определяются относительные комплексные амплитуды возбуждения распространяющихся типов волн на р-й гармонике (равные отношению комплексной амплитуды возбуждения к амплитуде возбуждения волны того же типа, соответствующей единичной переносимой мощности), при которых на р-й гармонике реализуется максимально возможный КУ в направлении 6о, фо, т. е. решается задача о максимизации модуля ДН: ЧЧо, Фо) = шах. <7l>f = const. (2.2) где сохранены вышеприведенные обозначения с добавлением индекса р, определяющего номер гармоники. Даже при отсутствии активных потерь в системе уравнение {2.2) не сводится к задаче о максимизации КНД, так как мощность излучения отличается от подводимой в основном не из-за активных потерь, а в результате отражения мощности от входа ВЩР и переноса мощности распространяющимися типами волн вдоль оси ВЩР на бесконечность. Общие теоретические положения работы иллюстрируются сравнением двух ВЩР, образованных поперечными щелями на широкой стенке волновода (для корректности расчета внешней задачи предполагалось, что к широкой стенке примыкает бесконечный плоский идеально проводящий фланец). Одна из решеток образована десятью щелями, прорезанными по середине широкой стенки с интервалом, равным половине длины волны в свободном пространстве на основной частоте. Вторая решетка отличается от первой лишь тем, что щели смещены вплотную к узкой стенке волновода. Показано, что при .практически одинаковых ДН на основной частоте характеристики излучения указанных ВЩР на гармониках существенно различны. Это обстоятельство может подсказать пути снижения мешающих излучений ВЩР на гармониках в условиях заданной геометрии расположения РЭС. Во многих случаях излучающие системы располагаются под радиопрозрачными укрытиями (РПУ). В [4] проанализировано влияние параметров РПУ на КУ ВЩР на гармониках: на второй гармонике И31менение КУ мало, на третьей - дополнительное ослабление КУ а 5...7 дБ имеет место из-за фазовой неоднородности апертурного распределения. Влияние РПУ можно учесть с помощью множителей /14,5 (/). Диаграмма направленности heif) и коэффициент усиления /i7(/). Уровень боковых лепестков (БЛ) ДН существенно влияет на суммарную развязку Snmif), поэтому максимально возможное уменьшение этих уровней способствует обеспечению ЭМС. При прогнозировании обычно удовлетворительной является модель ДН или КУ антенны в виде двух- или трехсекторной пространственной нормированной диаграммы, аппроксимирующ€й соответственно уровни реальной ДН (КУ) в области главного луча, ближних БЛ и дальнего бокового излучения. Число публикаций по вопросам снижения БЛ велико (см., например, [7], в которой приведена обширная библиография по данному вопросу). Прогнозирование дальних БЛ и заднего излучения затруднительно по той причине, что уровни ДН в этих направлениях определяются уже не только характером распределения поля в апертуре антенны, но и особенностями ее конструкции, технологическими допусками на ее изготовление, близостью посторонних проводящих тел или земли и т. п. Более целесообразно выделить наиболее существенные влияющие факторы, которые являются в то же время общими для разных типов антенн. В [7] проанализированы такие факторы, как уровень облучения краев апертуры, статистика амплитудно-фазового распределения (АФР) в апертуре, затенение части апертуры элементами конструкции антенны. Сопоставление экспериментальных и прогнозируемых методом ГТД результатов показало их хорошую корреляцию. В работе [8] исследовано влияние ряда дополнительных факторов, мешающих достижению сверхнизкого уровня БЛ в ВЩР; коэффициента связи щелей с волноводом в зависимости от положения щели на волноводе; зависимости резонансной длины щели от смещения относительно центральной линия (подчеркивается, что имеется в виду положение осевой линии относительно внутренних стенок; в стандартных волноводах толщина стенок варьируется, и этот параметр трудно контролировать в реальных условиях). Очевидно, что чем меньший уровень БЛ желательно описать в модели, тем большее число факторов необходимо принимать во внимание. Один из факторов - влияние излучателей или самих антенн друг на друга - автоматически учитывается при строгой постановке электродинамических задач, но в приближенных постановках должен учитыВаться дополнительно. По этому вопросу опубликовано большое число работ. Во многих из них взаимное влияние считается дестабилизирующим фактором, однако имеется сообщение о расширении сектора сканирования решетки с излучателями типа Яги, достигнутое за счет использования взаимного влияния [9]. Предполагается, что одной из причин расхождения экспериментальных и расчетных уровней БЛ является асимметрия щелей относительно оси волновода из-за большого изменения смещения у соседних щелей в ВЩР с малым их числом. Отметим, что такие характеристики антенн, как ДН и КУ, обычно рассчитываются и измеряются для дальней зоны, т. е. для расстояний /?>2(LVX), где L - максимальный линейный размер лпертуры. Это условие для расстояния между антеннами РЭС далеко не всегда выполняется на подвижных объектах, и тем самым указанные характеристики оказываются функциями расстояния. Простой аналитической модели такой зависимости в настоящее время не найдено, и расчет ДН(К), КУ(К) реализуется на ЭВМ в виде отдельных подпрограмм С вопросами повышения помехозащищенности РЭС связано развитие методов синтеза ДН, имеющих минимальный уровень излучения в заданном секторе пространственных углов или нулей в требуемых направлениях. Необходимость в подобных ДН возникает в тех случаях, когда направление прихода мешающего сигнала известно заранее. При динамических ситуациях: связи с подвижными объектами, изменяющихся условиях распространения в системах дальней связи, воздействии преднамеренных помех, необходима оперативная перестройка ДН. Теория и техника таких самонастраивающихся (адаптивных) антенн усиленно развиваются в настоящее время . Математическая теория синтеза антенн в различных постановках разработана достаточно глубоко [10, 11]. Отметим также аналоговые методы синтеза ДН средствами когерентной оптики 112]. Ослабление э/м поля за счет дифракции hsif). Этот коэффициент во многих приложениях можно оценить методами ГТД. Для уменьшения объема вычислений реальные металлические поверхности на пути распространения э/м энергии заменяют более простыми геометрическими .поверхностями - цилиндрическими, .коническими, плоскими, для которых можно алгоритмизировать процесс определения точек касания и отрыва лучей, а также дли- ы дуги соответствующей спирали. Применительно к ЛА фюзеляж аппроксимируется, как правило, цилиндром, носовая часть - усеченным конусом, а крылья, стабилизатор и киль - плоскими пластинами соответствующей формы и толщины. Результаты расчета MH{R) и АКУ(.Ю=КУ(Я)-КУ(х>) по этим под- программам для ряда значений электрической длины антенн в зависимости от расстояния Д при некоторых типичных распределениях амплитуды поля в апертуре приведены на рис. 2.4, 2.5: а - равномерное распределение; б -косинусо-идальное; в - косиаус-квадратиое. Обзор адаптивных систем см. в гл. 8. 1 2 3 4 5 6 [7] 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||