|
| |
|
Слаботочка Книги где P(Aj) - вероятность поражения ровно / каналов; q - минимальное из чисел (/, М). Легко убедиться, что P(Aj) = ri r-~i P{A)= S /=1 ri ri-i -и поэтому -H-M Например, при Я=5-103; М=2,5-103; / = 8; Р{А),Ш. Полученная оценка означает, что в среднем на 250 вариантов наборов частот с пораженными каналами приходится одни вариант с чистым набором. Расчет большого числа вариантов показал, что необходимое время вычислений хорошо коррелирует со сделанной вероятностной оценкой. Следует отметить, что описанный алгоритм определения S-век-тора частот исходил из предположения, что частотные отстройки (9=1, 2, 3, 4) не зависят от отношения сигнал-шум на входе ПРМ (или выбраны таковыми, что годятся для заданного диапазона изменения полезного сигнала). Это допущение, строго говоря, оказывается несправедливым в случаях, когда уровень полезного сигнала для данного ПРМ, зависящий от характера радиолинии и расстояния до абонента, становится сравнимым с уровнем собственных, не зависящих от расстояния до абонента, помех от других РЭС РТК или ими порожденных. Примером последних могут служить характерные практически для всех подвижных носителей так называемые контактные помехи, физическая природа которых заключается в следующем. Корпус подвижного носителя, на котором расположены антенны передающих РЭС, представляет собой, как правило, ие сплошную металлическую конструкцию или поверхность, а собран (на заклепках) из отдельных частей, переходное сопротивление между которыми не во всех местах достаточно малое, особенно в процессе движения. По этой причине высокочастотные токи, индуцируемые на различных участках поверхности носителя при работе произвольного ПРД, могут создавать локальные разности потенциалов между контактирующими частями конструкции, что приводит к локальным микропробоям и тем самым к возникновению шумовых помех. Спектр подобных помех достаточно широкополосный и не связан явным образом с частотой конкретного ПРД. При мощностях ПРД, приблизительно равных 20 ... 30 Вт, в метровом диапазоне длин волн экспериментально наблюдались уровни контактных помех 25 ... 30 дБ/мкВ (в полосе ПРМ 100 кГц) на расстояниях 2 ... 3 м от антенны ПРД, что заметно превышало уровень чувствительности большинства ПРМ. На расстояниях 15 ... 20 м уровень шумовых помех снижался до 5 ... 10 дБ/мкВ. В [18] отмечается также, что в электромагнитном поле контактных помех преобладает электрическая составляющая. 2.4. ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ ТЕОРИИ И ПРАКТИКИ ЭМС АНТЕННЫХ СИСТЕМ РЭС Из приведенного в этой главе материала ясно, что только автоматизированное прогнозирование (диалог пользователя с ЭВМ, в том числе в интерактивном режиме с выводом информации на дисплеи) позволит справиться со все возрастающим объемом задач по реализации ЭМС РЭС РТК. Для создания математического, программного и информационного обеспечения автоматизированного прогнозирования ЭМС РЭС и ее последующей реализации на практике необходимо, как представляется, вести дальнейшие исследования в следующих направлениях: разработки электродинамических и математических моделей, описывающих процесс распространения э/м волн различных мод в излучающих и распределительных устройствах (встречающихся на практике или перспективных), и экспериментальной проверки прогноза на основе этих моделей; разработки моделей электродинамического уровня для расчета коэффициентов hv,(J) применительно к антеннам и подстилающим поверхностям разных типов (в частности, - к ЛА из композиционных материалов, к невыступающим и конфор.мным антеннам) и экспериментальной проверки этих моделей; развития теории и практики синтеза антенн с низким и сверхнизким уровнем БЛ ДН и адаптивных антенных решеток; разработки статистических методов оценки ЭМС-параметров излучающих и распределительных устройств; разработки теории и практики измерения ЭМС-параметров антенн голографическим и коллиматорным методами; разработки алгоритмов оптимизации процедуры назначения частот РЭС различного назначения; использования методов пространственно-временного разделения каналов, оптоэлектроники, распознавания образов и т. п. для реализации организационно-технических мер по обеспечению ЭМС РЭС РТК; разработки алгоритмов автоматизированного прогнозирования исследования и разработки для различных диапазонов волн технических устройств (импедансных, ребристо-стержневых, ди- Примером может служить разработанная в Монреальском университете (Канада) программа, позволяющая оптимизировать развязки между антеннами РЭС с учетом геометрии фюзеляла самолета jl9]. электрических, компенсационных или иных), позволяющих увеличить развязку между слабо- и остронаправленными антеннами при заданном их взаимном расположении с учетом подстилающей поверхности и эффектов взаимодействия. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ К ГЛ. 2 Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи. В 3-х вып. Вып. 1. Общие вопросы ЭМС. Межсистемиые помехи: Сокр. пер. с аигл./Под ред. А. И. Сапгира. - М.: Сов. радио, 1977. -352 с. Pacello Е. А., Sadler М. Computation of aircraft mounted antenna radiation patterns at frequencies above 300 MHz/The Marconi Review. - 1980. - Vol. XLIII. N 217.- P. 57-73, Ломан В. И., Гоцуляк А. Ф., Ильннов М. Д. Щелевые антенны летательных аппаратов Зарубежная радиоэлектроника, - 1981. - № 9, - С, 71-83. Ершов Л. И., Кременецкий С. Д., Лось В. Ф. Параметры волиоводно-ще-левых решеток на гармониках Радиотехника, - 1987, ,- № 11. - С. 63-66. Павлова В. А., Рубинштейн Г. Р., Сенчнло А. Я. Анализ диаграмм направленности рупорно-параболической антенны на частотах гармоник Ра-диотехника. - 1977, - Т, 32, № 5, - С, 52-56, Бабкин И. И., Полнщук И. М., Швайко И. Г. Излучение щелевых решеток на гармониках Радиотехника. - 1984. - № 2. - С. 72-75. Ямпольский в. Г., Фролов о. П. Антенны и ЭМС. - М.: Радио и связь, 1983,-272 с. Alexander М. J. The improvement of sidelobe performance of slotted waveguide arrays The Marconi Review. - 1982. - Vo . XLV, N 226. - P. 165-183. Хнндин. Наземные .испытания радиолокатора с конформной фазированной антенной решеткой Электроника. - 1982. - Т. 55, № 16. - С, 3, 4. Бахрах Л. Д., Кременецкий С. Д. Синтез излучающих систем. - М.: Сов. радио, 1974.- 232 с. Зелкии Е. Г., Соколов В. Г. Методы синтеза антенн. - М,: Сов. радио, 1980. -294 с. Бочкарь Е. П., Кульбеда В. Е., Судаков О. А., Ягодин В. О. Синтез ДН антенн с нулем в заданном направлении средствами когерентной оптики Изв. вузов СССР. Сер. Радиофизика. - 1982. - Т. 25, № 6. - С. 688-694. Хёнл X., Мауэ А., Вестпфаль К. Теории дифракции: Пер. с нем. - М.: Мир, 1964.-428 с. Пат 4301456 (США). Electromagnetic wave attenuating rurface/Lovick Е,- 1983. Резников Г. Б. Самолетные антенны. - М.: Сов. радио, 1962. - 456 с. Кременецкий С. Д., Лось В. Ф., Пиковский В. И., Соловейчик Л. Ф. Модифицированный метод поиска с возвращением в задаче присвоения частот РЭС дли обеспечения ЭМС радиотехнического комплекса Радиотехника. - 1983. - № 10. - С. 26-28. Рейнгольд Э., Шевергельд Ю., Део Н. Комбинаторные алгоритмы: Пер с англ. - М.: Мир, 1980. -476 с. Клемеитенко А. Я., Панов Б. А., Свешников В. Ф. Контактные помехи радиоприему. - М.: ВИ МО СССР, 1979.- 116 с. Modes И. И., Widmer И. Р. The solution of realworld aircraft EMC problems using the AAPQ Computer program Proc. IEEE Nat. Aerospace and Electron. Conf. (NAECON-82). - 1982. - P. 11-18. 2. 3. 4. 5. 9. 10. 11. 12. 15. 16. 17. 18. 19, ГЛАВА 3. МАТЕМАТИЧЕСКОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ И МЕТОДЫ РАСЧЕТА ФАР Д. И, ВОСКРЕСЕНСКИЙ, В. С. ФИЛИППОВ Высокоэффективные ФАР с излучателями, обеспечивающими согласование излзп1ающего полотна и делителя мощности в широком секторе углов сканирования и достаточно большой полосе частот, а также необходимый уровень бокового излучения, могут быть созданы лишь при .выполнении предварительного моделирования на ЭВМ с применением математических моделей электродинамического уровня. Развитие средств вычислительной техники открывает большие возможности для моделирования как отдельных излучателей, так и антенных решеток (АР). При этом оказывается возможным выполнить исследование характеристик излучающего полотна совместно с делителем мощности, т. е. зд1всть не только взаимодействие излучателей через внешнее пространство, но и через цепи питания. В последнем случае АР рассматривается как объединение двух многополюсников, в качестве одного из которых берется излучающее полотно решетки, а другого - делитель мощности. Для описания многополюсников используется понятие матрицы рассеяния. Определение характеристик излучающего полотна в томчисле и его матрицы рассеяния, сводится к нахожденик> токов излучателей при определенных способах возбуждения. Как правило, используется свободное возбуждение волнами, распространяющимися в фидерных линиях, связывающих излучатели с делителем мощности. Под токами излучателей в дальнейшем подразумеваются как электрические токи, протекающие по металлическим элементам конструкции излучателей, так и эквивалентные магнитные токи, соответствующие полям в отверстиях связи. Излучающий элемент АР в общем случае представляет собой совокупность металлических и диэлектрических конструктивных элементов, включая отверстия связи, соединяющие излучатель с делителем мощности в решетках проходного типа или фазовращателями в отражательных решетках. В современных ФАР широко применяются излучатели различного типа: волноводные, спиральные, диэлектрические стержневые, вибраторные с ленточными и трубчатыми проводниками, щелевые и др. Особое место занимают печатные (микрополосковые) излучатели, открывающие широкие возможности создания плоских и неплоских ФАР с самыми разнообразными, в том числе и управляемыми, характеристиками: линейной и круговой поляризацией поля излучения, одно- и многочастотные и др. Высокая технологичность и, как следствие, низкая стоимость, возможность создания многослойных высокочастотных плат, объединяющих излучающее полотно, фазовращатели и делитель мощности, делают пе- L ...... 53- чатные излучатели перспективными для ФАР различного назначения. Для защиты от внешнего воздействия окружающей среды АР может содержать в качестве отдельного конструктивного элемента защитное диэлектрическое покрытие. Плоские проводники печатных излучателей располагают над металлическим экраном на диэлектрической подложке. Из сказанного следует, что излучающее полотно АР имеет сложную структуру и задача определения токов излучателей при заданном возбуждении может быть решена, как правило, лишь численными методами электродинамики [1]. 3.1. ЧИСЛЕННЫЕ МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК ФАР Численные методы электродинамики подробно рассматриваются в [1]. Здесь приводятся лишь те, которые дают представление о методах математического моделирования ФАР. Одними из наиболее эффективных методов решения указанных задач являются метод интегральных уравнений и энергетический метод, базирующийся на уравнении баланса энергии и объединяющий ряд так называемых проекционных методов. Эффективность указанных методов обусловлена тем, что интегральные уравнения и уравнение баланса энергии естественным образом включают в себя граничные условия на поверхности конструктивных элементов и в отверстиях связи произвольной формы. При энергетическом подходе исходным уравнением задачи является уравнение баланса энергии 2 [ Е j Щ+ 2 1 ipk(н;,-н,)dS] = о, (3.1) где lpt - электрический ток на t-м элементе конструкции р-го излучателя; lpk - эквивалентный магнитный ток в к-м отверстии связи р-го и.члучателя; = 2/ 2Нр?г + 2н; (3.2) - напряженность магнитного поля на внешней стороне й-го отверстия связи р-ю излучателя, возбуждаемого токами конструктивных элементов всех излучателей решетки; H.= 2Ch;;;-t-2Ch+, (З.З) - напряженность магнитного поля на внутренней стороне k-ro отверстия связи, выраженная через собственные волны фидерной линии, возбуждаемые в ней отверстием связи {h~m) и возбуждающие излучатель (h+m); Ep,= 2f 2Ep/+2Ep/n (3.4) Р \ i k I - напряженность электрического поля, возбуждаемого на по-54 верхности t-TQ металлического конструктивного элемента р-го излучателя всеми излучателями решетки. При использовании численных методов уравнение (3.1) преобразуется в систему линейных алгебраических уравнений. Для этого электрические и эквивалентныемагнитные токи излучающих элементов должны быть представлены в виде разложения по полной системе базисных функций j;/=2 Af%f. (3.5) Выбор базисных функций может быть до определенного предела произвольным, но согласно (3.1), в любом случае базисные функции должны удовлетворять условию конечности мощности t5 E(t>0dS <оо. (3.6) оо. Подстановка (3.5) в (3.1) приводит к следующей квадратичной форме: AZA = AB, (3.7> из которой следует система линейных алгебраических уравнений ZA = B. (3.8) (3.9) - блочная матрица, блоки которой представляют собой матрицы взаимных сопротивлений, проводимостей и коэффициентов передачи, отнесенных к базисным функциям электрического и магнитного токов конструктивных элементов излучателей; А - вектор неизвестных коэффициентов в разложениях (3.5); В - вектор, определяющий возбуждение излучающего полотна волнами, распространяющимися в связанных с ним линиях передачи. Коэффициенты матриц, входящих в (3.9), определяются выражениями:
1 2 3 4 5 6 7 8 [9] 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 |