|
| |
|
Слаботочка Книги через ffik дифференциальные поперечники рассеяния волны с поляризацией i при облучении тела волной с поляризацией к, имеем для обратного рассеяния независимо от поляризационного базиса соотношения cxik = (Ты - как следствие теоремы взаимности и (Tik = (Гц + 0-22 + 2(Ti2 = const - J,fc = l как следствие независимости рассеянной мощности от выбора поляризационного базиса. Отметим некоторые вырожденные случаи: например, ац ф О, сг22 = = СГ12 = О при рассеянии прямолинейным проводом (индекс 1 соответствует поляризации параллельной оси провода, а 2 - перпендикулярной) или - С22 = О, (У\2 ф О при отражении плоской волны от металлической плоскости для нормального падения, описываемого в базисе круговых поляризаций. Для оценки интегральной ЭПР можно использовать оптическую теорему [7.22, 7.23; fpac Ь -/погл - -ВЗ) (7.13) где Ррас - мощность, рассеиваемая наружу; Рвз = (,47Г) - взаимная мощность первичного и рассеянного полей, причем интегрирование происходит по поверхности, окружающей рассеиватель, но не включающей источники поля. Нормируя уравнение (7.10) к приведем оптическую теорему Re S к виду ое + погл = l-Г- где С = - Im(e*p(n)); е, р - единичные поляризационные векторы первичного и рассеянного полей; п - единичный вектор направления распространения первичной волны (т.е. теневого направления); сг = У?С, Dj{\тг) - параметр, который при чисто мнимой с равняется эффективной поверхности антенны с КНД DP(a). Решение последнего уравнения (e)i,2/ = [1 + \/1 - (Ге/сг]2 имеет два корня, предельные значения которых = о-з = o-i = О, сгз = 4сг при площади поглощения спогл = О (оптимально нагруженная антенна) и (Гпогл = О (короткозамкну-тая антенна). Укажем, что при (Гпогл -* О и О-погл/о- < 1 имеем O-Ei/погл 0,25о-погл/ <С 1, т.е. (Tsi уменьшается быстрее (Гпогл, так что можно снижать ctej при менее существенном снижении сгпогл антенны. Это не противоречит выводу, что возможна частичная взаимная компенсация двух компонент поля рассеяния приемной антенны. Возможны следующие варианты такого представления поля: 1) в виде суперпозиции поля, рассеянного короткозамкнутой антенной, и поля излучения антенной с ЭДС, равной (-/он), где /о - ток на коротко-замкнутых клеммах; - сопротивление нагрузки антенны (например, приемника); 2) в виде суперпозиции поля, рассеянного антенной при согласованной нагрузке, и поля излучения антенны, обусловленного отражением от нагрузки Zh- Если у антенны ДН рассеяния и излучения в режиме передачи совпадают как по амплитуде, так и по поляризации, то за счет подбора комплексной нагрузки Zn можно в той или иной степени осуществить частичную компенсацию рассеяния. Антенны такого типа называют каноническими минимально рассеивающими, например линейный вибратор, компенсация рассеяния у которого возможна при Zh - оо. Отметим, что <ts вибратора при z zti < оо ведет себя как (TSi, тогда как при о z z значение (7S соответствует crso Здесь z - сопротивление излучения, согласованного с нагрузкой вибратора. У апертурных антенн, упомянутых выше, две компоненты рассеянного поля в пространстве никогда не перекрываются (их главные лепестки ориентированны в противоположные стороны), поэтому такая взаимная компенсация в принципе невозможна, корень (TSj у них отсутствует и <Ts соответствует crsj- В то же время у такой антенны диаграмма рассеяния при КЗ - двухлепестковая (существуют как обратный , так и теневой лепестки), тогда как при оптимальном согласовании диаграмма рассеяния - однолепестковая (существует только теневой лепесток), поэтому £)p(ti) в первом случае в 2 раза ниже, чем во втором, и максимальная интегральная эффективная площадь рассеяния (ЭПР) лишь в 2 раза (а не в четыре) выше теневого поперечника s±. При оптимальном согласовании по-прежнему = s±. Таким образом, для апертурных антенн si < сге 2s±; (Те = 2si - сгпогл- (7.14) Под теневым поперечником s± любого выпуклого тела понимается площадка, контур которой представляет линию, соединяющую точки касания тела (антенны) параллельным пучком лучей первичного поля. Для реальных апертурных антенн при согласованной нагрузке <тпогл = погл = = дЛеом = gsi; О < g < 1, а при наличии отражений от нагрузки с коэффициентом отражения Г (по полю) <погл = (?(1 - P)s1- Перепишем (7.14) в виде <т2 = si + [l-q{l-\r\)]s, где первое слагаемое соответствует рассеянию в теневую , а второе - в обратную полусферы. Это выражение справедливо при облучении с любого направления, поэтому КИП q = q{0,p) следует рассматривать как обобщенную функцию, учитывающую и ДН антенны, в отличие от антенн, работающих в режиме передачи, когда КИП является константой, зависящей лишь от распределения поля в апертуре, обусловленного возбуждением ее основной модой фидерного тракта. Приведенные соотношения для У ЭПР апертурных антенн могут быть получены и в результате расчета рассеяния на выпуклых телах в приближении Кирхгофа. Напомним, что в приближении Кирхгофа на освещенной поверхности, если она идеально проводящая, полагают = О, = 2Н°, если же она идеально поглощающая (черная), то Е; = Е, = Н; на теневой поверхности в обоих случаях полагают Е = = 0. На практике важно оценивать и дифференциальное рассеяние, особенно в обратную полусферу. У проволочных антенн рассеяние всегда есть, ибо вызывается токами в их провода.х. Как указывалось выше, компенсация этого рассеяния связана с уменьшением сгпогл вплоть до полного Прекращения приема сигналов. Антенны чисто круговой поляризации (например, спиральные и турникетные) при облучении их полем линейной поляризации, сохраняют все свойства, в том числе И компенсационные, антенн линейной поляризации. В то же время, при облучении их полем круговой поляризации, поле обратного рассеяния этих антенн, полностью согласованных по обоим концам (в случае спирали), будет иметь поляризацию, обратную направлению вращения поля, излученного в режиме передачи, поэтому взаимная компенсация этих компонент не возможна; как и в случае опертурных антенн <Т2и огл=0 = 2<7s(, =opt. Дифференциальная поверхность рассеяния апертурных антенн в обратную полусферу может быть приближенно оценена по их характеристикам в режиме передачи. Наиболее наглядно это видно на примере рупорных антенн. Действительно, поле первичной волны падающей на апертуру, можно разложить в ряд по собственным модам апертуры. При этом только та компонента этого разложения, которая соответствует основной распространяющейся моде фидера, проходит внутрь него, либо полностью поглощается нагрузкой (при Г = 0), либо частично отражается от нее (при Г ф 0). Отраженная мощность возвращается обратно в апертуру, и переизлучается из нее, как и в режиме передачи. Очевидно, эта мощность соответствует = сготр = ?sirp. В то же время высшие апертурные моды, которым соответствует сг = а = (1 - q)s i, в тракт пройти не могут и полностью отражаются (в разных сечениях рупора). Каждой такой моде соответствует апертурное распределение, более или менее многолепестковое,соответственно и их диаграммы рассеяния будут в той или иной степени многолепестковыми, тогда как рассеяние доли мощности основной моды, отраженной нагрузкой, происходит в диаграмме рассеяния вида ДН антенны, работающей в режиме передачи (точнее, как показано ниже, в виде квадрата этой диаграммы). В то же время полная диаграмма рассеяния антенны с короткозамкнутой нагрузкой не совпадает с диаграммой рассеяния равновеликой апертуры металлической пластины. Например, при нормальном падении энергии эта пластина отражает синфазно, тогда как отражение мод апертуры, имеющее место в разных сечениях рупора, несинфазно и полный дифференциальный поперечник обратного рассеяния короткозамкнутого рупора ниже на 4-6 дБ, чем пластины. При приближенной оценке обратного рассеяния короткозамкнутого рупора в случае возбуждения его по оси можно ограничиться лишь рассеянием по основной моде (Tg=agie,ip;e,ip) = q{9,<p)sx где D(9 ,ifi) - КНД антенны в режиме передачи. Если \Г\ < 1, но не очень мало (порядка 0,7.. .0,8), можно записать <тд{9,р;9,р) = А,ф{9,р)0{9,р)\Г\, в обратном направлении аобр{9,) = А,ф{9,<р)0{9,<р)\Г\\ Используя соотношения из § 7.8, записываем в то же время (Tg{9,r,9,p) = cT,:{9,<p)D{9,r,e,p), тогда <To6p{9,) = a{9,ip)D{9,f). Из этих выражений видно, что величина Г 2 является постоянным мно- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 [36] 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 |