|
| |
|
Слаботочка Книги 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 [26] 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 Импульсы с частотой дискретизации Управляющие импульсы на приеме  С Только нули Кодер Декодер Рис. 3.36. Дельта-моцуляция с непрерывно изменяющейся крутизной при компандиро-вании, управляемом цифровым способом: ГИ - генератор импульсов чаще - слоговой, при которой значительные изменения в размере шага происходят один раз на интервале длительностью примерно 10 мс. Оказалось, что все основные алгоритмы обеспечивают примерно одинаковое качество речи [19], но некоторые из них имеют определенные свойства, которые в ряде применений делают их более привлекательными, чем другие. В частности, эти алгоритмы отличаются по чувствительности к ошибкам в канале, формату передаваемых блоков, совместимости с другими видами кодеров и степени сложности щ1фровой обработки сигнала. В этом разделе описывается один конкретный тип адаптивной дельта-модулящ1и, называемой, как правило, дельта-модуляцией с непрерывно изменяющейся крутизной (ДМНИК). Основной алгоритм кодирования при ДМНИК впервые был описан Грифкесом и де Ягером в 1968 г. [19]. Позднее Грифкес и Рименс [20, 30] предложили метод, который носит название дельта-модуляции с компандированием, управляемым цифровым способом. Здесь выбран именно этот тип адаптивной дельта-модуляции, поскольку он прост и имеет множество обычно желательных свойств. Кроме того, этот алгоритм реализован некоторыми фирмами в одной интегральной схеме. При компандировании, управляемом цифровым способом, как вытекает из названия, информация о размере шага получается из передаваемого цифрового потока. Как показано на рис. 3.36, логическое устройство адаптации следит за передаваемым цифровым сигналом, чтобы установить появление четырех последовательных единиц или четырех последовательных нулей . Последовательность Число последовательных единиц или нулей, вызывающее увеличение размера шага, для дельта-модуляторов с пониженной скоростью передачи уменьшается до трех, чтобы оптимизировать время реакции. из единиц показывает, что сигнал в цепи обратной связи, по-видимому, растет не столь быстро, как входной сигнал, в то время как последовательность нулей показывает, что сигнал в цепи обратной связи, по-видимому, падает не столь быстро, как входной сигнал. В обоих случаях все единицы или все нули свидетельствуют о том, что возникла перегрузка по крутизне и следовало бы увеличить размер шага. Вследствие этого оба сигнала - обо всех единицах и обо всех нулях - используются совместно для управления генератором импульсов. В течение перегрузки генератор импульсов возбуждается таким образом, чтобы напряжение шага, накапливаемое на конденсаторе С\, увеличивалось. Система с ДМНИК, показанная на рис. 3.36, не осуществляет явных измерений для определения того, не слишком ли велик размер шага, который при этом следовало бы уменьшить. Вместо этого к конденсатору Ci подключен резистор, что позволяет напряжению соответствующего шага со временем уменьшиться. В результате этого при отсутствии явных признаков увеличения напряжение шага автоматически уменьшается по экспоненте. В итоге размер шага уменьшается до минимального значения или до тех пор, пока не будет зафиксирована перегрузка, что снова приведет к увеличению размера шага. Комбинацию из конденсатора и резистора называют иногда интегратором с утечкой, подразумевая под этим, что конденсатор интегрирует входные импульсы, а резистор обеспечивает утечку для уменьшения накопленного напряжения шага. Кроме автоматического уменьшения напряжения шага интегратор с утечкой устраняет также долговременный эффект влияния ошибок в канале на приемной стороне. Если бы использовался настоящий интегратор, ошибочное увеличение размера шага сохранялось бы бесконечно долго. Однако при интегрировании с утечкой длительность ошибочного увеличения (или отсутствия увеличения) ограничена несколькими постоянными времени интегратора с утечкой. Отметим, что интеграция с утечкой используется также и для восстановления входного сигнала в декодере и соответственно в цепи обратной связи кодера. Благодаря этому смещение выходного сигнала в приемном полукомплекте, вызванное ошибкой в канале, естественным образом падает и эффективно устраняется за время, равное нескольким постоянным времени второго интегратора с утечкой. Устранение смещения в выходном сигнале не столь важно с точки зрения слушателя, поскольку постоянное смещение нельзя услышать, но зато полезно для предотвращения насыщения декодера. Если бы использовалось полное интегрирование, большое превышение числа положительных или отрицательных ошибок в конце концов привело бы к насыщению электронных схем в декодере и искажению формы речевого сигнала. В дополнение к этому интеграторы с утечкой обеспечивают компенсацию небольших различий размеров шагов в положительную и отрицательную стороны, что в противном случае также привело бы к насыщению. Взвешивание с С-контуром 37,7 кбит/с  -30 -20 -10 О Уровень сигнала, дБмО Рис. 3.37. Отношение сигнал-шум квантования для ДМНИК На рис. 3.37 представлены характеристики двух ДМНИК-кодеков в зависимости от входного уровня испытательного синусоидального сигнала с частотой 1 кГц. Эти характеристики взяты из проспектов ДМНИК-кодеков типов МС3417 и МС3418 производства фирмы Motorola. Кодек, работающий со скоростью 16 кбит/с (МС3417), обеспечивает качество, которое называют общим качеством канала связи. Кодек, работающий со скоростью 37,7 кбит/с (МС3418), определяет качество телефонной связи общего пользования. Отметим, однако, что характеристики при скорости передачи 37,7 кбит/с не соответствуют требованиям к кана-лообразующему блоку типа D3, а именно к отношению сигнал-шум (ОСШК), равному 33 дБ в динамическом диапазоне 30 дБ. Напомним, что спецификация для блока типа D3 возникла из необходимости получения повышенного качества для обеспечения возможности многократных преобразований. Таким образом, хотя ДМНИК при скорости передачи 37,7 кбит/с дает приемлемое качество на соединении между двумя оконечными устройствами, для применений в случае нескольких последовательных операций кодирования скорость передачи следует увеличить. Кроме того, шумы незагруженного канала увеличиваются, если размеры шагов различаются. Кривые на рис. 3.37 не полностью отражают качество выходного сигнала, если на вход подается речевой сигнал. Поскольку синусоидальный сигнал с частотой 1 кГц представляет собой неизменный входной сигнал, он не обеспечивает проверку адаптации в кодеке. В частности, обычно отмечают, что в адаптивных дельта-модуляторах в речевом сигнале на выходе возникает некоторая нечеткость. Эта нечеткость отмечается в начале слов и относительно сильных слогов, что вызывается временной перегрузкой по крутизне. В заключение следует снова отметить, что к настоящему времени предложено и реализовано большое число разновидностей алгоритмов дельта-модуляции. Приведенный в качестве примера кодек ДМНИК является наиболее распространенным и дает представление о самых существенных чертах дельта-модуляции. По современным воззрениям и с учетом достигнутых усовершенствований преобразователей с точки зрения качества вполне допустимо иметь иа абонентском участке ДМНИК со скоростью передачи 32 кбит/с, так что на соединении от абонента до абонента могут существовать два участка с ДМ, не считая, естественно, обычного аналогового телефонного канала, соединяющего эти участки (последний может быть образован и с использованием систем с ИКМ).- Прим. перев. 3.6. КОДИРОВАНИЕ С АДАПТИВНЫМ ПРЕДСКАЗАНИЕМ Алгоритмы кодирования, рассмотренные выше (ИКМ и дельта-модуляция) относительно просты в реализации, но требуют значительно большей полосы передачи, чем полоса аналоговых сигналов, которые они кодируют. Начиная с этого раздела, будем рассматривать такие способы цифрового преобразования, при которых речевые сигналы кодируются с существенно более низкими скоростями передачи. Однако сложность этих кодеров и декодеров намного выше. Ранее уже упоминалось, что распространение концепции ДИКМ на несколько предшествующих дискретов для предсказания значения очередного дискрета обеспечивает лучшие характеристики, чем обычная ДИКМ (с предсказанием первого порядка). В кодере с адаптивным предсказанием (КАП) эта концепция распространяется на предсказание последующего периода речевого сигнала на основе предыдущего или последующего периода основного тона на основе предыдущего [31]. Вследствие этого сложность кодера и время задержки сигнала, требуемые в цепи обратной связи кодера (и в декодере), значительно возрастают. Средний выигрыш за счет предсказания составляет при этом примерно 13 дБ для гласных и звонких согласных звуков [7]. Глухие согласные звуки из-за их более случайной структуры не могут быть предсказаны точно. К счастью, точное воспроизведение глухого звука не столь важно, как точное воспроизведение гласных и звонких согласных звуков. (Один случайный сигнал воспринимается так же, как и другой случайный сигнал.) В дополнение к значительному увеличению числа предыдущих дискретов, используемых Для предсказания, КАП позволяет обобщить концепцию ДИКМ за счет ввода цепей с адаптивным предсказанием вместо цепей с постоянными коэффициентами предсказания. Другими словами, коэффициенты взвешивания каждого прошедшего дискрета являются подстраиваемыми. Техника адаптации обеспечивает получение улучшенных характеристик, поскольку различные гласные и звонкие согласные звуки имеют явно отличающиеся повторяющиеся шаблоны. Чтобы перестраивать цепи предсказания желаемым образом, в КАП сначала определяется время задержки, подлежащее использованию при предсказании (период основного тона), а затем коэффициенты взвешивания для значений задержанных дискретов. Коэффициенты предсказания пересчитываются и передаются обычно один раз через каждые 5 ... 20 мс. Метод определения этих параметров см. в [31 и 32]. Структурная схема одного из видов кодера с адаптивным предсказанием показана на рис. 3.38. Отметим, что, по существу, имеются две цепи обратной связи: одна для адаптации квантователя (осуществляет подстройку усиления) и другая для предсказания значения следующего дискрета. Информация для адаптации квантователя извлекается из передаваемого цифрового потока (задержанная оценка). Возможны также такие структуры КАП, в которых адаптивное квантование либо не используется, либо основано непосредственно  1,на знании характеристик входного сигнала (прямая оценка). Когда используется прямая оценка, коэффициенты усиления следует кодировать в явной форме и передавать совместно с коэффициентами предсказания и результатами кодирования разностных сигналов. В работе [18] сообщается, что в КАП такого типа может быть получено улучшение по сравнению с ИКМ-системой на 20 дБ. Большое количество вычислений, требуемое для определения периода основного тона и коэффициентов предсказания, становится все меньшим недостатком по мере развития технологии интефальных схем. 3.7. КОДИРОВАНИЕ С РАЗДЕЛЕНИЕМ НА ПОЛОСЫ Кодер с разделением на полосы представляет собой один из видов кодера, в котором используется анализ входного сигнала в : частотной области вместо анализа во временной области, как в описанных выше кодерах. Как показано на рис. 3.39, этот кодер сначала делит спектр входного сигнала на отдельные полосы с I помощью блока полосовых фильтров. Каждый сигнал, прошедший через каждую из относительно узких полос, кодируется раздельно упри помощи адаптивных ИКМ (АИКМ)-кодеров. Если применяется ИКМ-кодирование с мгновенным компандированием, то для всех полос может быть использован единственный кодер. Однако, чтобы минимизировать скорость передачи, для каждой полосы используется адаптивный кодер. После того как сигнал в каждой из полос за-Скодирован, индивидуальные цифровые потоки объединяются для передачи к декодеру, где они разделяются, декодируются и смеши-ваются для восстановления входного сигнала. й Раздельное кодирование каждой полосы имеет преимущества по нескольким причинам. Во-первых, за счет использования раздельной адаптации в каждой полосе можно подстроить размеры шагов квантования в соответствии с уровнем энергии в каждой полосе. полосах, содержащих относительно высокие уровни энергии, может Полосовые фильтры АИКМ АИКМ -I АИКМ -  АИКМ АИКМ АИКМ Рис. 3.39. Структурная схема кодера с разделением на полосы 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 [26] 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 |